目前流行的无变压器推挽电路（OTL）中，以互补对称电路性能较好，但它必须使用两只导电类型不同的晶体管（PNP和NPN）配对作推挽管，而且希望两只管子的材料相同、β值和其他参数相近才能较好地工作，否则输出功率和失真度等指标都要受到影响。
本文介绍的自倒相RC推挽电路，是由推挽级自身完成倒相的无变压器推挽电路。它的主要优点是：①两只推挽管可以使用同极性，即都是PNP或都是NPN型的管子；②两管的β值不必相等，仍能输出较好的波形；③调整简单，整个功放电路只有两处调试，且调整时互不牵连。
一、工作原理
两只推挽管BG\(_{3}\)、BG4象普通OTL电路一样，是用串联方式供电的，且有一定的静态电流。
为了实现推挽工作，必须给两管以相位相反的信号。本电路中，我们把激励信号e\(_{s}\)只加到BG3的基极（见图1）与地之间。BG\(_{4}\)所需的反相激励信号则是从BG3集电极负载R\(_{o}\)上取出（经过BG3倒相成为反相信号），一端经C\(_{o}\)送到BG4基极，另一端通过电源加到BG\(_{4}\)发射极（电源对交流信号阻力很小等于直通）。因为倒相工作是由推挽级自身完成的，故称为“自倒相”。
1．电路工作过程：当图1中e\(_{s}\)为正半周时，BG3导通，电流从电源E\(_{c}\)正极出发，经过“自倒相电阻”Ro、BG\(_{3}\)的c、e极、输出耦合电容CL和扬声器R\(_{L}\)回到电源负极（地端）。此电流对CL充电，并在R\(_{L}\)上输出了正半周信号。与此同时，在Ro上产生的上正下负的倒相电压如前所述加到BG\(_{4}\)的b、e极，使它截止。
当e\(_{s}\)为负半周时，BG3趋向截止，同时在R\(_{o}\)上输出对地为正的倒相信号，通过Co去激励BG\(_{4}\)，使它导通。此时CL上原来充好的电荷便通过BG4按信号波形的变化规律对R\(_{L}\)放电，结果在扬声器上输出负半周信号。由于CL的容量很大，象一个恒压电池一样，在它放电的半波周期内，其上的电压不会有明显的降低，所以不太影响负半周输出时的供电能力。这样就完成了接近乙类的推挽工作。
这里应指出：BG\(_{3}\)截止时，从Ro上提供给BG\(_{4}\)的激励信号是由推挽级的静态电流Io在R\(_{o}\)上的压降提供的，为了保证BG4能被充分激励，这个电压降必须大于或等于BG\(_{4}\)充分导通所需的基极电压。增大Ro或提高I\(_{o}\)，或者选择β值较高的管子担任BG4（需要的激励电压相对可小些），都能达到上述要求，但增大R\(_{o}\)会使电路效率减低，因为Ro上要消耗一部分输出功率，而提高I\(_{o}\)也会增加无信号和小信号时的功率损耗，故通常总是以选用高β的BG4来满足上述要求。
2．推挽两管的β值可以相差较大：在输入信号为正半周时，主要由BG\(_{3}\)工作，BG4基本截止，等效电路如图2所示。BG\(_{3}\)成为一个射极跟随器，其输出电压能正确地重复输入电压的波形与幅度，故在正半周期间能在RL上输出失真很小的波形。
在信号的负半周期间，BG\(_{3}\)趋于截止，主要由BG4工作。等效电路如图3所示。BG\(_{4}\)按共发射极电路工作。
值得注意的是，BG\(_{4}\)的激励信号有着如下有趣的现象：如果BG4的β值高，这个激励信号会自动减小；反之，如果BG\(_{4}\)的β值低，激励信号又会自动加强，使得由BG4集电极输出到扬声器上的电压波形与幅度非常接近于输入信号电压e\(_{s}\)的波形与幅度。因此，BG4的β值比BG\(_{3}\)的β值大些或小些都不会使输出波形恶化。
为什么会这样呢？下面进一步分析。
将图1电路简化成图4后便可看出：BG\(_{3}\)的输出电压大小取决于实际加在BG3基极和发射极之间的信号大小，而这个信号又取决于BG\(_{3}\)发射极与地之间的电压，即M点与地之间的电压，而它恰好是BG4输出给R\(_{L}\)的电压。
这样一来，如果由于BG\(_{4}\)的β值小而使M点对地间电压小于信号电压es时，则BG\(_{3}\)的b、e极实际输入信号电压就会增大，于是经过BG3放大后从R\(_{o}\)上输出的倒相电压，即BG4的激励电压也相应增大，从而使BG\(_{4}\)的输出电压增大起来。反之，如BG4的β值大，使BG\(_{4}\)的输出电压有大于输入信号es的趋势时，则BG\(_{3}\)的发射极M点电位就将有高于基极电位的趋势，从而使实际加在BG3的b、e极的信号减小。R\(_{o}\)上的输出电压将减小，BG4的输出电压也相应减小。
结果，在信号的负半周期间，不论BG\(_{4}\)的β值如何，它的输出电压总是自动增加或减小到与BG3基极对地的信号电压接近相等。如果不是这样，则加在BG\(_{3}\)的b、e极间的实际信号电压就将增加或减小，从而调整BG3集电极输出的倒相电压大小，重新激励BG\(_{4}\)，直到输出信号恰能跟踪外来信号为止。总之，在两管β值不相等的情况下，正负半周均能输出不失真的信号。曾用β为20和200的两管在本电路作推挽试验，效果良好。
由于BG\(_{3}\)管担任着供给BG4所需倒相激励信号的任务，所以它在信号的负半周期间也不能完全截止，仍要完成一个较小的功率放大作用。不过这个功率很小，故实际上也可把BG\(_{3}\)看成只是在正半周导通，负半周截止。这样，自倒相电路就是一个工作在接近乙类的推换功率放大电路。
二、实际电路
图1只是原理性的电路，要能实际使用还必须解决下面几个问题。
1．尽管BG\(_{3}\)对负载扬声器RL来说是一个射极跟随器，但因为R\(_{L}\)很小（4～8欧），故BG3的输入阻抗仍然较低，不宜用一个输出阻抗高的电路来直接激励，因此需要加入一级射极跟随器作阻抗变换。
2．需要供给BG\(_{3}\)和BG4以适当的工作偏压，以保证它们有适当的静态电流和正确的电压分配。
3．因为推挽管工作于接近乙类的状态，故电容C\(_{o}\)被单向充电。每当BG3截止、BG\(_{4}\)导通时，电源电流就通过Ro、C\(_{o}\)、BG4的b、e结到地，向C\(_{o}\)充电，其极性在图1中为左正右负。当BG3导通、BG\(_{4}\)截止时，Co只能通过BG\(_{3}\)、CL、R\(_{L}\)和Rb放电。因为R\(_{b}\)大于BG4的b-e结正向电阻（R\(_{o}\)、RL比较小可不考虑），故放电速度低于充电速度。结果，放大器工作了几个信号周期之后，C\(_{o}\)两端便积蓄了一定量的电荷，如不设法及时将这些电荷放掉，便成为BG4的附加基极反偏压，有使BG\(_{4}\)阻塞的可能，使BG4不易导通，影响了负半周的正常输出。因此必须给C\(_{o}\)设置放电回路。
根据这些要求，设计出一个实用的RC推挽电路，如图5所示。由于NPN硅管的饱和压降较大，不利于输出较大的功率，故在图5中改用了锗PNP管，其饱和压降较小，可以给出更大的输出功率，而电路的其他性能与用NPN管时完全一样。此时电源极性和电流方向都应与图1相反。
图5中，BG\(_{3}\)、BG4组成自倒相推挽输出级。R\(_{a}\)、Rb是调整推挽级静态电流的上、下偏置电阻。二极管D\(_{1}\)是为了放掉Co上所充的多余电荷而用的。BG\(_{2}\)接成射极跟随器，目的以它的低输出阻抗和BG3的低输入阻抗配接；而以它的高输入阻抗和接成甲类放大器BG\(_{1}\)的高输出阻抗配接。
R\(_{M}\)和R1是BG\(_{1}\)的上、下偏置电阻。为了简化电路和改善低频响应，级间使用了直接耦合。这样只要用RM调好了BG\(_{1}\)的集电极电压Uc1，则BG\(_{2}\)的发射极电压Ue2（也就是BG\(_{3}\)的基极电压Ub3）和输出点M的对地电压U\(_{M}\)（=Uc1-U\(_{be2}\)-Ube3）也就同时确定了。
为了改善直流工作点的稳定性，我们把R\(_{M}\)接-Ec的一端改接到输出点M，用M点对地的电压U\(_{M}\)作为BG1的偏置电源（见图5虚线所示）。这样，如果由于某种原因U\(_{M}\)上升（变得更负），则BG1的偏流增大，引起了如下过程：U\(_{c1}\)↓→Ub2↓→ U\(_{e2}\)（即Ub3）↓→U\(_{M}\)↓。将UM拉了回来，起到了稳定直流工作点的作用，反之亦然。
下面再谈谈大信号工作时的失真和效率问题。
我们先来看看当BG\(_{1}\)送入一个适当大的不失真信号时，在RL上能否得到正负半波满幅对称的正弦波输出信号。
为讨论方便起见，我们忽略所有各管的饱和压降U\(_{ces}\)、结电压Ube和BG\(_{1}\)发射极电阻上的压降UR2，这样就可认为BG\(_{1}\)的集电极电位和M点电位接近相等。
当BG\(_{1}\)输入端送入负半周信号时，假定其大小恰能使BG1完全导通，并在其集电极输出一个最大不切顶的正弦信号。这时U\(_{c1}\)→0，BG2、BG\(_{3}\)相继截止，结果使Uc3上升（更负），因为C\(_{o}\)对交流可视为短路，故Ube4也相应更负，使BG\(_{4}\)充分导通，结果M点电压从-UM值变化到0，这一变化使负载R\(_{L}\)上得到一个幅值为UM的正半周不失真电压。这个电压充分地使用了BG\(_{4}\)的直流工作电压Uce4（=U\(_{M}\)），所以是一个满幅不切顶的正弦输出电压。（待续）(田进勤)