同步分离电路

为了使电视接收机荧光屏上重现稳定、完整的图象，就必须在电视信号传输的过程中，使摄象管和显象管的电子束的扫描保持严格的步调一致，当摄象管中电子束顺序扫描到图象上的某点时，显象管中的电子束也应正好扫描到完全对应的那一点上；或者说，收、发两端的电子束必须同频率、同相位地进行扫描，这种情况就称为“同步”。

为使摄象管和显象管中电子束的扫描严格同步，要给收、发两端的扫描系统加入专门的同步脉冲，包括行（水平）同步脉冲和场（垂直）同步脉冲。它们分别在行、场扫描正程结束时加入，以使摄象管和显象管的电子束同时回扫，开始进行下一行，下一场的扫描。因此，行同步脉冲的重复频率等于行扫描的频率（即15625赫），场同步脉冲的重复频率等于场扫描的频率（即50赫）。行、场同步脉冲的宽度也不同，其中行同步脉冲宽度为4.7微秒，而场同步脉冲的宽度为160微秒。行、场同步脉冲的合成称为复合同步脉冲。

同步脉冲是由电视发送端的同步机产生的。它一方面控制电视摄象机的扫描，另一方面和图象信号、复合消隐脉冲混合形成全电视信号发送出去，以控制电视接收机中的扫描，使收发两端的扫描同步。

因此，在电视接收机中要有同步分离电路，它的任务是把混在全电视信号中的复合同步脉冲信号取出来，然后再把行同步与场同步脉冲分开，分别送到行、场扫描系统中去，控制电子束的水平和垂直扫描。一般同步分离电路主要由幅度分离和宽度分离电路两部分组成，如图1。

毛主席教导我们：“分析的方法就是辩证的方法。所谓分析，就是分析事物的矛盾。”通过对负极性的全电视信号波形的分析，我们知道，复合同步脉冲是叠加在消隐脉冲之上，复合同步脉冲的电平比图象信号的电平高，如图2。因此，可根据这个特点，利用切割（即限幅）放大电路来切除图象信号，把复合同步脉冲分离出来，这就是幅度分离。在复合同步脉冲中，行与场同步脉冲的宽度是不同的，根据这个特点，采用微分电路、积分电路把行、场同步脉冲分开，这就是宽度分离或称频率分离。

对同步分离电路有以下几点要求

1．分离性能要好，要有一定的抗干扰能力，不受干扰脉冲、50赫低频交流和图象信号等影响，即分离出来的同步脉冲不能混有干扰和图象信号的成分。

2．分离出的同步脉冲，其幅度和极性应符合行、场扫描电路的要求，对同步脉冲的波形，一般希望前沿要陡，相位没有延迟，脉冲宽度不变。行、场同步脉冲之间不应互相影响同步。

3．要有一定的输出幅度（5—10伏），而且当输入全电视信号的幅度在0.5～1伏范围内变化时，应保证能正常地分离出行、场同步脉冲。

大家知道，如果晶体管的基极不加正向偏置电压，晶体管的集电极电流几乎为零。当加上很小的正向电压时（对锗管，发射结正向压降E\(_{0}\)为-0.2～-0.3伏；对硅管，E0为0.6～0.7伏），就有较大的集电极电流。可见使它截止的偏置很小，并且，它的饱和特性比较陡削，如图3所示。当输入信号小于E\(_{0}\)，就处于截止状态，而稍大于Z0就达到饱和状态。因此，利用晶体管的这种截止、饱和特性作为幅度分离，切割出同步脉冲是很合适的。

1．幅度分离电路的工作原理

通常幅度分离电路的基本形式如图4所示，它和阻容耦合放大器很相似，表面上的差别在于基极不加偏置，或加一很小的正向偏置。所以，在没有输入信号时，晶体管是截止的，集电极电流为零，集电极电压近似等于电源电压-E\(_{c}\)。当基极加上如图中所示的正极性全电视信号时，在有同步脉冲的期间，负向同步脉冲使晶体管发射结呈现正向电压，因而产生基极电流ib，它对电容C\(_{b}\)充电，其充电方向如图5等效电路中的实线所示。这时集电极电流通过负载电阻Rc产生压降。如果适当选择E\(_{c}\)和Rc的数值，同时加在基极的全电视信号有足够的幅度，那么就可使晶体管在同步脉冲作用下进入饱和状态。这时，集电极电压由-E\(_{c}\)跳变到近似为零（实际上等于晶体管的饱和压降Uces，只有零点几伏）。当管子工作在饱和状态，输入信号就失去了对集电极电流的控制作用，而集电极电流近似等于一定值I\(_{cs}\)≈Ec／R\(_{c}\)保持不变，如图3。因而输出脉冲幅度被限制在一近似为零的电平上。由于晶体管在饱和状态下，它的输入阻抗rb很小（一般为几十欧），所以这时i\(_{b}\)对Cb的充电电流很大，C\(_{b}\)很快地被充到接近于同步脉冲的峰值。当输入同步脉冲结束时，等于在输入端加上一个正跳变电压，如由同步脉冲顶端跳到消隐电平或图象信号电平。由于电容Cb上的电压不能突变，因此这一正跳变电压全部加到晶体管的基极和发射极之间，使管子处于反向偏置而截止。这时集电极电压又由零降到-E\(_{c}\)电平，输出了一个宽度与输入同步脉冲相一致而极性相反并被放大了的同步脉冲。管子截止后，电容Cb沿图5中虚线所示的方向放电。如使放电回路的时间常数（R\(_{b}\)Cb）远大于充电回路的时间常数（r\(_{b}\)Cb），放电速度比充电速度就慢得很多，C\(_{b}\)上的电压则下降不大，直到下一个比图象信号电平高的脉冲到来之前，管子保持截止状态。这样图象信号部分就被截止，只有当超过Cb两端电压的同步脉冲到来时，才能使管子再次导通。因而集电极只输出同步脉冲，而无图象信号，如图6。如同放大器利用偏置大小，把全电视信号中的图象信号切除，而只放大了同步脉冲一样。因此，这种幅度分离电路又称“同步切割放大器”。

幅度分离电路所采用的晶体管类型不同时，它要求输入的全电视信号的极性也不一样。如图7所示，PNP型幅度分离管，要求输入正极性（即同步脉冲顶向下）的全电视信号；NPN型管要求输入负极性（即同步脉冲顶向上）的全电视信号。

大家知道，全电视信号本来是包含有直流分量的，如图8a所示。从图中可见，不论图象信号的内容怎样明暗地变化，同步脉冲的电平总是相同的，也就是说同步脉冲顶端是对齐的。这时利用幅度分离电路沿aa'线，很容易地把同步脉冲切割出来。但是全电视信号经过视频放大器中的隔直流电容后，便失去了直流分量，使得明、暗不同的图象信号上的同步脉冲顶端不再处于同一电平上了，如图8b所示。这就不能正确地进行切割。如果沿bb'线进行切割，就可能使对暗信号的同步脉冲切割不足或丢失。若将切割电平调整到cc'线上，对暗信号的同步脉冲切割合适了，但对亮信号的同步脉冲，则可能误切出图象信号，影响分离效果。同时，失去直流分量，也影响了图的底色和对比度的变化。因此，在分离以前，必须首先恢复直流分量，即把同步脉冲的顶端重新对齐，也就是把同步脉冲的顶端箝定在某一固定的电位上。

恢复直流分量的任务，是由幅度分离电路本身完成的，它的基极电路就具有使同步脉冲顶端对齐的箝位作用，如图6。在幅度分离过程中，C\(_{b}\)上充的电压形成了管子基极的反向偏置。在亮图象信号时，因信号幅度大，加到管子基极的负极性脉冲大，使Cb上充的电压也大，基极的反向偏置也就大。反之，在暗信号时，信号幅度小，C\(_{b}\)上充的电压就小，基极的反向偏置也小，如图9。这样，不论图象亮暗变化如何，同步脉冲顶端都箝定在基极某一导通电压上，同步脉冲自动地对齐，达到了恢复直流电平的目的。

从图9可见，为了不使图象信号被切割出来，同步脉冲的幅度必须大于基极导通电压，使图象信号都在这个基极导通电压以下，这就要求输入的全电视信号要有足够大的峰—峰值。例如：锗管发射结正向压降E\(_{0}\)为0.2～0.3伏左右，因而同步脉冲部分应略大于这个数值。因同步脉冲占全电视信号峰—峰值的1／4，所以输入的全电视信号峰—峰值大于1伏才好；硅管发射结正向压降E0大于0.6伏，因此全电视信号峰—峰值也要相应加大。有时很不方便，所以晶体管电视机中大多选用锗管作幅度分离管。但是锗管的热稳定性较差，所以也有采用硅管作幅度分离管；一般要加一个很小的正向偏置来抵消发射结正向压降E\(_{0}\)，以提高分离灵敏度。

为了使幅度分离电路能可靠地把同步脉冲顶端箝定在某一固定的基极导通电压上，应使C\(_{b}\)充电回路的阻抗要小。同时为了较好地推动分离电路，一般多由视放低输出阻抗的射极跟随器，取出全电视信号，供给同步分离。如要由视放输出级取出，则应在其负载上，采用电阻分压输出的方式，以降低信号源内阻，如图10。由于分离级导通时的输入阻抗很低，为了使它不影响视放级的正常工作，通常在分离管的基极串联一个电阻Rg进行隔离，R\(_{g}\)的阻值不能太大，约几百欧，以免降低分离性能。

2.抗干扰电路

毛主席教导我们：“世界上的事情是复杂的，是由各方面的因素决定的。”接收到的电视图象是否稳定，取决于多方面的因素。当电视信号中混杂有大幅度、窄脉冲干扰时如图11（a），若无抗干扰电路，就会被分离出来。一般因这种干扰脉冲持续时间短，对场同步影响不大。但对行同步会产生很大影响，往往破坏了正常的水平扫描，而造成图象的错乱。这类干扰脉冲，除直接影响本行的扫描外，还影响后面几行同步脉冲的分离，这就是：当大的干扰脉冲到来时，同步分离管充分导通，电容C\(_{b}\)大量充电而产生较大的电压，在干扰脉冲过后Cb缓慢放电，使分离管反向偏置，较长时间处于截止，以致后面的几个行同步脉冲，未能使管子导通而分离不出来，如图11（b）。要使C\(_{b}\)放电到使同步分离管达正常偏置值，需要一段时间。在这段时间内，幅度分离遭到破坏，行同步脉冲将失落若干个，引起该部分图象的错乱。所以实际的幅度分离级中大多有抗干扰电路。

常见的简单、有效的干扰抑制电路如图12（a）。它是在同步分离级输入端串入一个时间常数较小的R\(_{1}\) C1并联的电路。当大的干扰脉冲到来时，C\(_{1}\)和Cb通过如图12（b）所示的等效电路充电，由于C\(_{1}\)比Cb容量小很多，所以充电电压主要降落在小电容C\(_{1}\)两端，而较大容量的电容Cb两端的电压同原来相比变化不大。干扰过去后，C\(_{1}\)通过R1很快放电，在下一个同步脉冲到来之前，电路已恢复到正常状态。因而不致于出现同步脉冲的失落现象。但是这种干扰抑制电路，把干扰脉冲和同步脉冲一起分离出来，如图11（c）所示，它只是削弱了干扰，并不能完全消除干扰。因此，在有些电视机中、还采用其他形式的抗干扰电路。图12（c）为截止式抗干扰实际电路。

从图12（c）中可以看出，信号由A到B有两条通路：一条是从A经D\(_{1}\)到B；另一条是由A经C经D再经BG1到B。在正常情况下，D\(_{1}\)导通，让全电视信号顺利通过，下面一条通路不起作用。当有大幅度干扰脉冲时，下面的一条通路起作用；使B点电位提高，D1截止，阻止干扰脉冲通过，所以称为截止式抗干扰电路。

这个电路在静态时，＋12伏电源经R\(_{4}\)给BG1加上较大的正偏置，使BG\(_{1}\)处于深度饱和状态，较大的集电极电流在R5上产生较大的直流压降，使B点电位低于A'点电位，D\(_{1}\)处于充分导通状态。

当全电视信号输入A点，负跳变到同步脉冲部分时，A点电位降低到比D点电位还低，D\(_{2}\)导通，＋12伏电源经R4、R\(_{2}\)对C2很快充电。当同步脉冲过后，信号正向跳变，使A点电位升高，C\(_{2}\)放电。由于这时D2截止，因而C\(_{2}\)经R3和BG\(_{1}\)的输入电阻rb缓慢放电。由于充放电时间常数不同，充放电速度也不同，使C\(_{2}\)两端保持一个接近同步脉冲峰值的电压。只有当超过这个电压值的同步脉冲到来时，才使D2导通，D点电位略变负，相当于基极输入一个微小的负脉冲。这对处于深度饱和状态的BG\(_{1}\)没有多大影响，B点电位也就基本不变，可使全电视信号顺利通过D1去幅度分离电路。

如果在全电视信号中，混有大幅度的干扰脉冲，在有干扰脉冲期间，由于充电电流明显增大，使D点电位明显下降，可使BG\(_{1}\)转入截止状态。结果是B点电位升高，D1截止，干扰脉冲无法通过D\(_{1}\)到达B点。但是它可以经D和BG1到达B点，不过已被倒了相变成正脉冲了，在幅度分离电路中可以完全切除，达到消除干扰的目的。

3．元件的选择

设计制作一个幅度分离电路，重要的是选择晶体管和确定元件的参数。

幅度分离用的晶体管，除了管子的极性要和输入信号的极性相配合以及具有一定的β值（如大于30～50）以外，还要求该管的特征频率f\(_{T}\)大于5兆赫，以保证同步脉冲有比较陡的前沿。另外要求管子的BVEBO应大于最大输入信号的峰值（如大于3伏），否则易被击穿。再是I\(_{CBO}\)、VCES要小，以提高脉冲的幅度和稳定性，通常如锗管I\(_{CBO}\)＜5μA，VCES≤0.3伏左右，常用的管子有3AK11、3AK20、3AG72、3AG19、3DG6、3DG8和3CG14、3CG74等等。

集电极电阻R\(_{c}\)的选择主要由输入信号幅度和输出脉冲前沿的上升时间要求来决定。为了使管子易于饱和，以降低被切割的最小输入电压，则希望Rc大一些，但R\(_{c}\)大一些，脉冲前沿变坏，这会影响扫描振荡器同步开始点的准确性，则扫描振荡器周期的变动范围增大，因此稳定性也差，一般Rc取在5～20千欧之间。

为了使分离出来的同步脉冲波形符合要求，在选择R\(_{b}\)Cb放电时间常数时，应考虑不能取得太大而使行同步脉冲失落，也不能选得太小而使图象信号被切割出来，通常选R\(_{b}\)Cb＞10mS，R\(_{b}\)为几十千欧，Cb为几微法。准确的时间常数是在实际的调整中来确定。

干扰抑制电路的时间常数C\(_{1}\)R1应选小一些，如取0.2～0.5倍的行周期，约12～30μS。这使窄干扰脉冲对C\(_{1}\)所充电荷，能很快放掉，但在较宽干扰脉冲作用下，Cb上充电电压将随着增大，会使后面几个脉冲没有输出，为了兼顾这两种情况，一般C\(_{1}\)R1选100μS左右。

有时一级幅度分离电路，满足不了对输出复合同步脉冲的幅度和波形的要求。特别是在输入全电视信号幅度比较小的场合，分离出的复合同步脉冲，常混有消隐和图象信号。所以，一般对它再进行一次切割和放大，以获得所需的输出幅度和波形。这就是同步脉冲放大电路的任务。

同步放大电路和幅度分离电路一样，要根据输入脉冲的极性来选择晶体管的类型。一般采用的同步放大电路大多这样工作，仅当同步脉冲到来时，管子才导通，其余时间一直截止着。常见的同步放大和幅度分离电路的组合方式如图13。幅度分离级输出的脉冲极性与输入信号中的脉冲极性是相反的。因此，对同步放大级来说，它所用的管子类型，必须与幅度分离管的类型相反。例如，幅度分离管用PNP型晶体管，则同步放大管就应用NPN型晶体管。如将幅度分离输出的电压直接加到同步放大电路的输入端，会使输入信号的幅度过大，所以通常还串联一阻值约几千欧的电阻R\(_{s}\)加以限制，不使基极电流过大，然后再耦合到放大管的基极。由于放大级输入电容影响高频分量下降，会使输入的同步脉冲的前沿变坏，而影响同步的准确性。可在电阻Rs上并联一个100微微法左右的加速电容C\(_{s}\)，使脉冲前沿的快变化，很快地传过去。相对地提升了高频分量，使传过去的同步脉冲前沿较陡，从而提高了同步的准确性。

从幅度分离级出来的是包含有行、场同步脉冲的复合同步脉冲，要分别得到行、场同步脉冲，还必须利用它们宽度的不同，采用微分和积分电路把它们分开。

RC微分和积分电路的原理，在本刊1975年第9期上已有介绍，这里结合对同步脉冲的处理再作些说明。

1.积分电路

最简单的积分电路，如图14a。它实际上是一个低通滤波器，只要RC时间常数选得比行同步脉冲宽度大几倍，就能滤除行同步脉冲，而分离出场同步脉冲。如在输入端加上一个矩形脉冲，当t=0时，电压由零跳变到U\(_{1}\)，电流沿图中实线所示方向，通过R对C充电，C上电压U2随时间增加，按公式：

以指数规律上升（式中e\(^{-}\)\(\frac{t}{RC}\)为指数函数，e≈2.718）。当t=t\(_{k}\)时，矩形脉冲结束，U1跳变为零，输入端相当于短路，电容C两端电压U\(_{2}\)使放电电流沿图中虚线方向流动，U2随放电时间的增长按指数下降为零，波形如图14b。分析上式和从波形上可看出：（1）U\(_{2}\)的幅度和时间tk成正变化，即t\(_{k}\)越长，幅度越大；（2）RC越大，U2上升越慢，幅度越小，但曲线比较平直。因此，当复合同步脉冲通过积分电路后，场同步脉冲的幅度比行同步脉冲的幅度就要大多了。

如以U\(_{v}\)和UH分别表示输出的场和行脉冲的幅度，从分离出场同步脉冲的要求来说，U\(_{v}\)/UH越大越好。而通过分析和实践表明：RC越大，U\(_{V}\)/UH也越大，这对抑制行同步脉冲有利。但如RC太大，会增加场同步脉冲前沿的上升时间，这不但减小了输出脉冲的幅度，并会使场同步不稳。解决这一矛盾的最好办法，是采用多节积分电路。图16a为晶体管和电子管电视机用的两节和三节积分电路实例。行、场同步脉冲经过不同节数的积分电路时，输出电压U\(_{2}\)与时间的关系如图16b。从图中可见，随积分电路节数的增加，输出的行同步脉冲幅度急剧下降，场同步脉冲幅度也略有降低。但是，抑制行同步脉冲的性能比单节的好得多。从中还可看出，输出的场同步脉冲前沿，起始上升虽比较缓慢，但随后却上升较快。因此，只要利用前沿中间段来进行同步就容易满足要求。

一般要求U\(_{v}\)/UH的比值应在30～100范围内，为了获得必要的场同步幅度和减小行同步的输出，通常每节积分时间常数选为约30～100微秒。在实际电路中，一般多采用两节积分电路。（电视接收技术讲座编写组）（待续）