在电子电路特别是模拟集成电路中，广泛地使用一种单元电路——电流源。我们知道，半导体三极管的输出特性具有恒流源的特点，采用适当的辅助电路可以使其恒流特性更接近于理想情况。下面分析介绍几种电流源电路的工作原理。
图1是由三极管组成的电流源，当V\(_{cc}\)、R\(_{b}\)确定后，基极电流固定I\(_{B}\)= （V\(_{cc}\)-V\(_{BE}\)）/ R\(_{b}\)（=I\(_{Rb}\)），根据三极管直流放大特性，可知I\(_{C}\)=βI\(_{B}\)。只要能够保证工作条件不变，则I\(_{B}\)一定，从而I\(_{C}\)也恒定，因此，我们可以看出它就是一种最基本的恒流源。
上面的讨论中要求工作条件不变，实际上这一点比较容易做到，但是，即便如此也很难保证真正恒流。因为当温度升高时，由于管内载流子运动加剧，发射极的正向电流I\(_{B}\)随温度按指数增加。换句话说，假设I\(_{B}\)不变，当温度升高到80℃后，三极管发射结电压V\(_{BE}\)将减小，如图2所示，工作点从常温25℃，即对应V\(_{BE}\)0向左平移至V\(_{BE1}\)，也就是说高温时即使三极管的PN结正向压降减小了，流过PN结的电流却可以维持不变，即三极管发射结的正向特性具有负的温度系数。又因为I\(_{B}\)不是独立的，由公式I\(_{B}\)= （V\(_{cc}\)-V\(_{BE}\)）/ R\(_{b}\)可知：I\(_{B}\)会适当相应增大，因此，可以判断出真正的工作点只能在V\(_{BE}\)0～V\(_{BE1}\)之间垂直于横轴的直线与80℃的特性曲线的交点上，而I\(_{C}\)=βI\(_{B}\)，所以，I\(_{C}\)增大β倍。
对锗管来说，V\(_{BE}\)的数值很小，可不计它受的温度影响，而对硅管来说，其V\(_{BE}\)的变化通过I\(_{B}\)的变化严重影响了I\(_{C}\)的数值，所以在硅管电路中由于温度变化对工作点的影响主要是V\(_{BE}\)变化引起的。
1.恒流原理
从上面的分析中知道：温度的变化→发射结电压V\(_{BE}\)→基极-射极电流I\(_{B}\)→集电极-发射极电流I\(_{C}\)。针对V\(_{BE}\)的影响，如果设法使发射结的外加电压V\(_{BE}\)随着温度的增加而自动减小，那么就能维持I\(_{B}\)不变，I\(_{C}\)也不变。
图3是一种典型的射极偏置电路，它是交流放大器中最常用的一种基本电路。这个电路的稳定工作点的原理如下：利用R\(_{b1}\)和R\(_{b2}\)分压以固定基极电位。如果IR\(_{b1}\)>> I\(_{B}\)（流过R\(_{b1}\)的电流是流过R\(_{b2}\)的电流和基极电流I\(_{B}\)之和，当I\(_{B}\)很小时，可认为流过R\(_{b1}\)、R\(_{b2}\)的电流是近似相等的），就可近似地认为基极电位V\(_{B}\)≈R\(_{b2}\)×V\(_{cc}\)/（ R\(_{b1}\)+R\(_{b2}\)）。在此条件下，当温度上升，I\(_{C}\)或者I\(_{E}\)将增加，由于I\(_{E}\)的增加，在R\(_{e}\)上产生的压降I\(_{E}\)×R\(_{e}\)也要增加，I\(_{E}\)×R\(_{e}\)的增加部分反馈到基极-发射极回路去控制V\(_{BE}\)，使外加于管子的V\(_{BE}\)减小（因V\(_{BE}\)= V\(_{B}\)-I\(_{E}\)×R\(_{e}\)，而V\(_{B}\)又被R\(_{b1}\)和R\(_{b2}\)所固定），由于V\(_{BE}\)的减小使I\(_{B}\)自动减小，结果牵制了I\(_{C}\)的增加，从而使I\(_{C}\)基本恒定，这就是反馈的原理（图4是电流源的符号）。
2.近似估算电路的有关参数
（1）静态工作点
因为：V\(_{B}\)=R\(_{b2}\)×V\(_{CC}\)/（R\(_{b1}\)+R\(_{b2}\)），而I\(_{C}\)≈I\(_{E}\)=（V\(_{B}\)-V\(_{BE}\)）/R\(_{e}\)≈V\(_{B}\)/Re
所以：V\(_{CE}\)=V\(_{CC}\)-I\(_{C}\)×R\(_{L}\)-I\(_{E}\)×R\(_{e}\)≈V\(_{CC}\)-I\(_{C}\)×（R\(_{L}\)+ R\(_{e}\)） ，I\(_{B}\)=I\(_{C}\)/β。
（2）交流输出电阻
由于推导本电路的交流输出电阻需要该电路的微变等效电路，加之计算过程比较复杂，所以在此只给出结果：r\(_{o}\)=r\(_{ce}\)× [1+β×Re /（r\(_{be}\)+R\(_{b}\)+R\(_{e}\)）]
其中r\(_{ce}\)是三极管的输出电阻；r\(_{be}\)是三极管的输入电阻；R\(_{b}\)=R\(_{b1}\)//R\(_{b}\)。
为了让读者有一个感性认识，下面举一个实例。设β= 160，r\(_{ce}\)= 100kΩ，r\(_{be}\)= 1kΩ，R\(_{b1}\)= 40kΩ ，R\(_{b2}\)= 20kΩ，R\(_{e}\)= 2kΩ。计算得：r\(_{o}\)≈ 2MΩ，可见r\(_{o}\)的数值是很大的，这就是为什么说恒流源的交流输出电阻很大的物理原因。
三、镜像恒流源
电路如图5所示。设VT1、VT2的参数完全相同，即β1=β2，由于两管具有相同的基-射极电压V\(_{BE1}\)=V\(_{BE2}\)，因此，集电极电流I\(_{C1}\)和I\(_{C2}\)必相等，于是有：I\(_{REF}\)=I\(_{C1}\)+2I\(_{B}\)=I\(_{C1}\)+2×I\(_{C1}\)/β，所以，I\(_{C1}\)=I\(_{REF}\)/（1+2/β），当β>>2时，VT2管的集电极电流I\(_{C2}\)近似等于基准电流I\(_{REF}\)，即I\(_{C2}\)≈I\(_{REF}\)= （V\(_{CC}\)-V\(_{BE}\)）/R≈V\(_{CC}\)/R。
由上式可以看出，当R确定后，I\(_{REF}\)就确定了，I\(_{C2}\)也随之而定了，因此，把I\(_{C2}\)看作是I\(_{REF}\)的镜像，所以，图5电路被称为镜像电流源。另外，由于VT1对VT2具有温度补偿作用，当温度升高使V\(_{BE2}\)变小，I\(_{C2}\)增加的同时，温升也使VT1的V\(_{BE1}\)变小，这样就削弱了VT2增加的I\(_{B2}\)，从而抑制了I\(_{C2}\)的增大，因此，I\(_{C2}\)的温度稳定性较好。
这种电路适用较大工作电流（毫安数量级）的场合，若需减小IC2的值（比如微安数量级），必需增大R的值，这在集成电路中难以实现，因此，需要下面的微电流源。
四、微电流源
1.恒流原理
电路如图6所示。这种电路结构在模拟集成电路中被大量采用，在带隙基准稳压源中也使用该电路， 而带隙基准稳压源在集成电路中通常作为精密电压基准构成比较器（或滞回比较器）。相比于图5，VT2的射极接入电阻R\(_{e}\)，当基准电流I\(_{REF}\)一定时，I\(_{C2}\)的值确定如下：
因为 V\(_{BE1}\)-V\(_{BE2}\)=ΔV\(_{BE}\)= I\(_{ERe}\)，则有 I\(_{C2}\)≈ I\(_{E}\)= Δ\(_{VBE}\)/R\(_{e}\)，利用PN结方程：I= IS（\(_{e}\)V\(_{BE}\)/VT-1），可推导出I\(_{C2}\)= Δ\(_{VBE}\)/ R\(_{e}\)=V\(_{T}\)×ln（I\(_{C1}\)/I\(_{C2}\)）/R\(_{e}\)，其中V\(_{T}\)为温度的电压当量，常温时V\(_{T}\)= 26mV。由于V\(_{BE1}\)> V\(_{BE2}\)，所以I\(_{B1}\)> I\(_{B2}\)，因此，可以利用两管基-射极的电压差ΔV\(_{BE}\)控制输出电流I\(_{C2}\)。由于ΔV\(_{BE}\)的数值较小，故用阻值不大的R\(_{e}\)即可得到微小的工作电流，故称微电流源。
2.深入分析
由于VT1、VT2是对管，两管基极又连在一起，当V\(_{CC}\)、R 和Re为已知时，基准电流I\(_{REF}\)= （V\(_{CC}\)-V\(_{BE1}\)）/ R，在V\(_{BE1}\)、V\(_{BE2}\)也为一定值时，I\(_{C2}\)= ΔV\(_{BE}\)/ Re也就确定了。
另外，当电源电压VCC波动时，IREF以及ΔVBE也将发生变化，由于Re的值为数千欧，使VBE1> VBE2，以致于VT2管的VBE2值很小而工作在输入特性的弯曲部分，则IC2的变化远小于IREF的变化，所以，电源波动对工作电流IC2的影响不大。同时，因为VT1管对VT2管有温度补偿作用，所以IC2的温度稳定性也较好。
3.比例电流源（微电流源的变形）
电路如图7所示。其中R1=R2，且VT1和VT2完全匹配，则I\(_{B1}\)=I\(_{B2}\)， I\(_{C1}\)= I\(_{C2}\)，又I\(_{REF}\)=I\(_{C1}\)+ 2I\(_{B}\)，所以有：I\(_{REF}\)= I\(_{C1}\)+ 2I\(_{C1}\)/β，即I\(_{C2}\)=I\(_{C1}\)= I\(_{REF}\)/（1+2/β），当β>>1时，I\(_{C2}\)≈I\(_{REF}\)。如果R1≠R2，则I\(_{C2}\)≈I\(_{REF}\)× R1/R2 ，这就是所谓的比例电流源。
五、精密镜像恒流源
1.基本原理
精密镜像恒流源电路如图8所示，该电路与基本镜象电流源的区别在于VT1、VT2的基极不是与VT1的集电极直接相联，而是插入一个三极管（基-射极）。设VT1、VT2完全匹配，β1=β2=β3 =β>>1，则I\(_{C1}\)=I\(_{C2}\)，I\(_{REF}\)= I\(_{C1}\)+I\(_{B3}\)=I\(_{C2}\)+I\(_{B3}\)=I\(_{C2}\)+（ I\(_{B1}\)+ I\(_{B2}\)）/（1+β），又I\(_{B1}\)=I\(_{B2}\)=I\(_{C2}\)/β，于是可得：I\(_{C2}\)=I\(_{REF}\)/[1+2/β×（1+β）]= I\(_{REF}\)[1-2/（β 2+β+2）]。
显然，当β>>1时，I\(_{C2}\)≈I\(_{REF}\)，而I\(_{REF}\)=（V\(_{CC}\)-V\(_{BE1}\)-V\(_{BE3}\)）/R，由前面的分析我们知道，当温度升高使三极管的基-射极电压减小，I\(_{B}\)会增大，进而I\(_{C}\)也相应增大，这样就使电阻R上的压降增大（=R×I\(_{REF}\)），于是VT1管的集电极电压下降以减小I\(_{B3}\)的增加，这是因为I\(_{B1}\)+ I\(_{B2}\)= I\(_{E3}\)≈βI\(_{B3}\)，所以I\(_{B1}\)、I\(_{B2}\)的增加量都被压制，这就是利用VT3起反馈控制。此外，由于VT1对VT2具有温度补偿作用，I\(_{C2}\)的温度稳定性较好。
2.缺点分析
上述的讨论是在VT1、VT2完全匹配（即V\(_{CE1}\)=V\(_{CE2}\)）下得出的结论，实际上，这个电路有两个缺点：一是输出电阻不够高；二是VT1、VT2工作状态不对称。因为对VT1管而言，V\(_{CE1}\)=V\(_{BE1}\)+V\(_{BE3}\)，但VT2管的V\(_{CE1}\)却没有限制，它有可能变化很大。这时若考虑厄尔利效应，则有：I\(_{C1}\)/I\(_{C2}\)= （1+V\(_{CE2}\)/V\(_{A}\)）/（ 1+V\(_{CE1}\)/V\(_{A}\)）
当V\(_{A}\)=100V时（典型值），设V\(_{CE2}\)=30V，V\(_{CE1}\)=1.2V，I\(_{C1}\)/I\(_{C2}\)=1.28，即因厄尔利效应产生的电流源误差约28％。
产生上述两个缺点的根源是VA≠∞，输出电阻不够高表明恒流特性不理想，工作状态不对称表明从参考电流到输出电流的传输关系不精确，会存在较大误差。
六、威尔逊电流源
电路如图9所示。设参考电流I\(_{REF}\)= （V\(_{CC}\)-V\(_{BE1}\)-V\(_{BE3}\)） /R基本不变，当负载改变使I\(_{C3}\)增加时，其自动负反馈如下：I\(_{C3}\)↑→I\(_{B3}\)↑→因I\(_{REF}\)不变或微弱减小→I\(_{C1}\)↓→因VT1与VT2匹配→I\(_{C2}\)↓→I\(_{E3}\)↓→I\(_{C3}\)↓。可以推导出I\(_{C3}\)=I\(_{REF}\)×（β2+2β）/（β2+2β+2）=I\(_{REF}\)×[1-2/（β2+2β+2）]，设VT1～VT3的β=100，这时电流镜像的误差很小：（I\(_{REF}\)-I\(_{C3}\)）/I\(_{C3}\)=2/（β2+2β） ≈2×10-4。
从图9中可以看出VT1的V\(_{CE1}\)与V\(_{T2}\)的V\(_{CE2}\)只差一个V\(_{BE3}\)，电流源端电压V\(_{CE3}\)变化时，VT2的V\(_{CE2}\)基本不变，V\(_{CE1}\)也基本不变，I\(_{C3}\)非常接近I\(_{C1}\)，与V\(_{CE3}\)的变化无关，这就意味着I\(_{C3}\)保持恒定，故它有较大的输出电阻。
七、电流源的应用
电流源既可作模拟集成电路的偏置电路，也可作有源负载，又可作电流传输器，下面举几个例子分析它们的应用。
1.作为偏置电路
LM324是四通道双端输入运算放大器，由于它价格便宜，应用很广。下面就以LM324为例讲述其由恒流组成的偏置电路，电路如图10所示。当电源电压高到某一数值时，VT22（N沟道结型场效应管）导通，正常工作时V\(_{GS}\)=-（V\(_{BE24}\)+V\(_{BE25}\)），由于V\(_{GS}\)较小，所以，当漏-源极电压为+5V时，场效应管的漏极电流I\(_{D}\)也较小。
从图10中可以看出：正常工作时VT23的集电极电压（VT23、VT24基极）就是-VGS，因此，VT1基极电压=（V\(_{BE24}\)+V\(_{BE25}\)）-V\(_{BE23}\)，那么，加在2.0k电阻两端的电压=VT1基极电压-V\(_{BE1}\)= （V\(_{BE24}\)+V\(_{BE25}\)）-V\(_{BE23}\)-V\(_{BE1}\)，若VT23和VT24完全匹配，上式可简化为：2.0k电阻（两端的）电压= V\(_{BE25}\)-V\(_{BE1}\)，这就是我们前面讲述的微电流源。所以，流过2.0k电阻的电流很小（微安级），然后用恒定的电流作基准控制其他电流源电路。
另外，VT25对VT1有温度补偿功能，当温度上升后V\(_{BE}\)会减小，这时VT1的基极电压升高，但是，由于VT24发射极输出电流增加，因此，流过VT25基极电流会增大，这样就会使其集电极电压下降，即削弱了VT1基极电压升高。实际上，当VT23、VT24完全匹配时，控制的结果是尽可能保证VT25的基极和集电极等电位。这样VT23和VT24组成镜像电流源，VT25和VT1组成微电流源。
2.作为有源负载
由于电流源具有直流电阻小而交流电阻大的特点，在模拟集成电路中常常被作为源负载使用，称为有源负载。电路如图11所示，电流源作集电极负载，其中VT3是放大管，VT1、VT2组成电流源作为集电极有源负载，电流I\(_{C2}\)（=I\(_{C1}\)）等于基准电流I\(_{REF}\)。在差动放大电路中，电流源也常常作为射极负载，因其交流电阻大的特性，可使差动放大器的电压放大倍数高达1000倍以上。
3.电流传输器
电路如图12所示。这是一则实用的电池充电电路：+5V为外接适配器输出电压，电池接入VT2集电极，合理选择电阻R3（91Ω）、R1（47Ω）和R2（2.2Ω）的数值。当VCC=3.2V时，可以用较小的控制电流IC1控制较大的（几百毫安）电池充电电流IC2。
当CPU输出“高电平”时，VT3截止，这时VT1、VT2基极无偏置电流，所以它们都处与截止状态，此时，不对电池进行充电。当CPU输出“低电平”时，VT3饱和导通，这时电源+3.2V（比如便携式VCD&MP3主工作电源电压）通过VT3，再经91Ω电阻加在VT1、VT2基极，此时，VT1、VT2都工作于放大状态，即使VT1和VT2不匹配，只要合理选择R1、R2和R3的数值，就可以设定所需要的充电电流，I\(_{C2}\)=I\(_{C1}\)×R1/R2（前面讲的比例电流源），所以，我们把这种电路叫电流传输器。
通过上述分析我们可以总结出如下结论：恒流源电路中的三极管要么工作于放大状态（比如镜像电流源），要么工作于临界截止状态（比如微电流源），而不可能工作于饱和状态。
（葛中海）