现在的晶体管放大器，为了达到优异的性能，往往有复杂的电路组成，如双差分全互补、渥尔漫、至电流自举式渥尔漫等。本文介绍一款电路不仅简洁、性能优越，而且声音鲜度极佳，电路复杂的放大器往往不容易做到。
图1所示的电路是从音响资料上寻觅的20dB平坦放大器电路，其原理非常简单：VT1和VT2、VT3和VT4分别构成二级互补共射放大，电路的增益取决于R3和R12的比值，R7、R8、RP1决定二级的静态电流，调节RP1可使输入和输出端电位为零。该电路的电性能：频响超过500kHz，输出最高电压可达22V，而在输出8V时，20Hz～20 kHz范围内的谐波失真小于0.005％，而且上述指标并不是依赖深度负反馈获得，该电路的负反馈量仅为15dB。
由于高度对称放大和直耦（注：原图存在错误，R4、R8的取值不正确），上述指标笔者并不怀疑。如果按该电路制作成功率放大器，有可能取得极佳的听感，但该电路并不是很容易制成功率放大器。首先，由于线路简单，没有采用差分输入，如果直接配搭两级射极跟随器，输出端的直流漂移将使整机无法工作；第二，该电路的输出阻抗较高，如果电流输出级配搭不当会引起明显的失真；第三，该电路要求VT3、VT4的静态电流达23mA，而VT1、VT2的静态电流亦达18mA，并且要求高度的AC和DC匹配，这样就难以选用Cob小、配对良好的小功率三极管。
参考图1的电路模式最终设计的功率放大器电路如图2所示。一级采用Cob小于2pF，h\(_{fe}\)为350的发烧级三极管C2705/A1145。第二级采用同是名管的C3298/A1306，h\(_{fe}\)为160。二级的静态电流分别调在6mA和13mA最佳线性区。电压放大级与电流输出级用电容C4隔离以提高稳定性。电流放大级采用交叉互补式射极跟随器，该电路中VT5、VT6互为对方偏置，可避免使用固定偏置电阻降低输入阻抗的弊病，加上末级为MOS-FET管K413/J118，使输入阻抗极高并且无交越失真，最适合搭配前电压放大级。由于MOSFET管具有负温度特性，无需设温度补偿即可稳定工作（但应注意避免过载）。末级不设负反馈，这样整机的反馈量也只有15dB左右，以保证良好的瞬态响应。电压放大级的±24V采用高品质洼田式稳压电源（见图3），正负电压的误差小于0.03V。如果变压器次级电压误差足够小，可直接使用简单的整流滤波，滤波电容选用For audio之类的4700μF高档音频专用电解，这样听感还要好于使用稳压电源。注意：不能与电流放大级使用同一个绕组，最好另用一个变压器。
按图2电路（配图3的电源）做电路样板后，在输出端接4.4Ω负载，经实测：最大不失真正弦波输出电压为14V，此时的频响1Hz～500kHz（±3dB），各频率下的方波响应除500 kHz时稍许延迟外其余非常理想（如图4～图7所示，上面的是输入信号源波形，下面为输出波形，在满载时测试）。遗憾的是手头没有仪器进行失真度测试，而一般的失真度测量仪只能测0.05％的失真，估计不能用于此电路的测量。
制作要点：（1） 电路中的所有对称元件包括电阻都要仔细配对（市售的电阻误差一般都较大），其实本电路配对并不困难，电阻用数字万用表挑选，用精度高的指针表亦可。如果没有图示仪，VT1～VT8可直接用本电路板在实际工作状态下配对：先配VT1～VT4，在相应的晶体管位置接上IC座以方便插装，选择不同hfe的晶体管使A、B端的漂移电压最小，然后用同样的方法选配VT5～VT8使C、D点的漂移电压最小，起码要小于0.1V。VT1～VT4配对时要将RP1调在300Ω。实际工作时调节RP1使A、B点在零位后用固定电阻代替。（2）稳压电源的误差应在带实际负载时调节。（3）本电路的电阻未注明功率的需使用1/2W的金属膜品种；D1、D2如买不到1S1588可用1N4148代用。（4）由于电路非常简单，读者可以自行设计印板。VT1与VT2、VT5与VT6最好能安装在同一块铝片上均温。
听音评价：本放大器的声音鲜度非常高，高频的细节很多，可能是因为在低的负反馈量下有高的功率带宽和方波响应的缘故。
值得改进的地方：本放大器增益低、功率小（24W/8Ω）是缺点，但可通过提高电源电压和前级的增益来弥补，希望广大读者能进一步制成大功率放大器。
（刘建军）