八款特色功放

编者按：
自从“优秀音响电路分析”栏目开设以来，我们接到大量读者来信，希望本刊增加篇幅，多介绍一些优秀、实用的音响电路。为此，我们特为读者增加一期“特色功放”的专题，希望这些内容能对那些关心和热爱音响电路的读者有所帮助。7

经典的功放设计，多是采用大环路负反馈方式，这种设计虽然使失真降至很低，但也引起了瞬态响应恶化、转换速率降低等弊端，故而引起一些挑剔的音响烧友的不满，20世纪90年代，曾掀起了一股设计制作末级无负反馈功放的热潮，较好地解决了失真与瞬态响应的矛盾。不过这种电路由于末级未加负反馈，存在一定失真，因此对末级功率管的选用、配对要求十分严格。

图1为输出100W的纯甲类末级无负反馈MOSFET功放。RP（5kΩ）为音量控制电位器，这种连接方法由于滑动点接地，所以有利于改善信噪比。VT1～VT6组成菱形差动输入级，VT1、VT2使用东芝新型的低噪声孪生场效应管2SK389、2SJ109，VT3～VT6为低噪声、高线性三极管2SC1775、2SA1191，它们共同组成了共源-共基放大电路。VT7、VT9及VT8、VTl0组成互补电压放大级，具有良好的线性及稳定性。电压放大级的增益由1.1kΩ及10kΩ电阻确定，约为10倍。末级输出管由VT11～VT18四对索尼公司的VMOS管2SK722/2SJ131并联而成，输出管栅极电路中串入的220Ω电阻是为防止自激而设的。这种输出级的输出功率很大，可达100W（4Ω负载）。由于每个输出管的工作电流高达0.44A，工作于纯甲类状态，且末级未施加负反馈，因此工作时不仅音色纯美、圆润、清晰，而且低音效果也极好，收放自如。

有的输出100W的纯甲类末级无负反馈功放。其电路结构与图1基本相同，但输出级采用双极型大功率晶体管，因此功率器件较易购买。用双极型管的功放听起来声音与VMOS管稍有不同，显得真实、自然、细腻而有透明感，这或许是某些追新一族梦寐以求的。

图2为一款输出功率不太大（15W），音质相当靓的末级无负反馈MOSFET功放，适用于10m2～15m2的房间使用。输入级由高反压场效应管2SK246/2SJ103互补电路组成菱形差动输入电路。电压放大级由两对晶体管2SB648A/2SD668A并联工作，目的是为降低输出阻抗、提高驱动能力。输出级采用了两对互补的VMOS管2SK134/2SJ149并联连接，工作于甲类状态，可获得足够的功率裕量，并改善了阻尼系数及降低了失真。从电路结构上看有这样一些设计特点：（1）降低了开环增益。不采用大环路深度负反馈，而改用较浅的局部负反馈，反馈量控制在20dB以下，提高了电路的瞬态响应。（2）简化了电路结构，并使输出级偏置于甲类状态，有效降低了非线性失真及交越失真。（3）为降低交调及互调失真，提高了开环截止频率（达90kHz）。该设计在日本《无线与实验》与《Audio Network》联合举办的第四届放大器设计比赛中曾获奖。

在相同电源电压下，BTL功放具有输出功率大、地线电流小以及用互补射随器正、反相对称驱动负载时因器件特性不对称引起的非线性可以相互抵消等优点，但也存在有电路复杂的缺点。若要采用非平衡输入，还必须在输入端增加一级倒相器，从而使电路变得更加复杂。

图3的BTL功放仅由三级放大级组成（两级差动放大级和一级输出级）。它用第二级差动放大器的正、反相输出同时驱动两个射极跟随器，以实现BTL方式输出。另由两个射极跟随器输出端取出正、反相负反馈信号同时馈入第一级。这样既满足了正、反相同时反馈的需要，又省去了反相级，使性能得到提高。

本功放的电路是按非平衡输入方式设计的。第一级使用的场效应管是2SKl70，为了保证在输入较大信号时仍有较好的线性，在源极电路中串入了470Ω电阻。由于源极加有较大的电流反馈，该级的增益将因470Ω电阻的接入而减为1/3.3。在第二级差动放大管的漏极之间接注有*号的电阻网络，这些电阻用来调整本功放的失真率。当然，不加这几个电阻该电路仍能正常工作。由于放大器件特性不可能完全一致，会导致正、反相信号不平衡。在此处接入这几个电阻，可以使正、反相信号取得平衡，从而减少放大器的失真。其调整原理是将一管的漏极负载电阻固定为18kΩ，用100kΩ电位器和一个22kΩ电阻构成右管的漏极负载，调节该电位器使漏极负载在18kΩ±10%的范围内变化。用此方法调整差动放大器的输出信号幅度、达到输出平衡。在电路中加有100%的直流伺服。由于直流伺服电路和音频负反馈电路的侧重点各有不同，所以二者是相互独立的。本功放的输出级是两个互补射极跟随器，它们将第一级差动放大器的平衡输出经阻抗变换以低阻抗输出。因此，功放从第一级开始到最后一级全部是由差动放大电路组成，这种电路对抑制偶次谐波失真特别有效。

常见的负反馈功率放大器，输出级都是采用100%电压负反馈的射极跟随器或源极跟随器，无反馈时输出阻抗很低，工作于电压输出状态，其输出阻抗是恒定的，这种方式对驱动一个在全音频范围内的可变负载扬声器时，效果达不到最佳。而采用动态反馈（MFB）方式时，其负反馈信号取自扬声器，即反馈环路将扬声器也包含在内，功放的输出阻抗随负载变化而改变，这是一种更积极的控制方式，它的出现推进了负反馈（NFB）技术的发展，使功放的音色更具魅力。

图4为采用MFB的可变输出阻抗放大器。VT1、VT2组成第一级差动输入电路，VT 6、VT 7组成第二级差动电压放大器。为了使电路尽量简单，输入级的恒流源仅用VT 5构成。VT 12、VT 13组成全对称推挽输出电路，这种电路其声音较轻快，而并联输出电路的声音较厚实、丰满。VT 14、VT 15为过流保护管，当输出管峰值电流达5A以上时，VT 14、VT 15开始导通，它限制了VT 12、VT 13工作电流的上升，保护输出管免遭损坏。最具特色的部分是从输出端向输入级反馈的MFB控制电路。输出电路的检测电阻为0.22Ω，电流反馈时的闭环增益为31dB，所以将反馈电阻取为3.9kΩ和100Ω。10kΩ可变电阻和5.6kΩ固定电阻是电压反馈和电流反馈的混合电阻。当改变10kΩ可变电阻RP时，在总反馈量保持不变的前提下，可连续改变电压反馈量和电流反馈量间的比例。

该功放的输出功率为30W（甲类），甲乙类时可达45W。重放音乐时的能量感很强，节奏的跃动感很鲜明。演奏者的空间感非常清楚，声像清晰明确。这些优点与其他功放是相同的。除此之外，由于声音更加清彻通透，所以给人以轻快、有速度感的感觉。放音实验证明，MFB对低音乐器的重放特别有效，对扬声器的制动力也恰到好处，这说明了完全对称型放大器的应用范围很宽。

4Ω/300W桥式输出功率放大器

UHC MOSFET具有电流大、线性好的优点，如UHC MOS-G2漏极电流为60A，漏极脉冲电流可达240A，但是它的漏极-源极间电压VDSS不高，仅为60V，沟道容许损耗较小，为125W。因此只有采用桥式输出放大器的形式，才能设计出大功率的放大器。

对于桥式输出（也叫差动输出）放大器来说，即使电源电压较低也能输出较大功率，理论上，在相同电源电压条件下，桥式放大器的输出功率是OCL放大器的4倍。而用完全对称放大器组成的桥式放大器，其输出级是用同极性的功率放大器件构成，它必须为输出级提供幅度相同、相位相反的两个驱动电压。因此可用差动放大级的两个输出信号分别去驱动推挽输出级。对桥式输出放大器来说，需要为它提供两组幅度相等、相位相反的驱动电压。也就是说，激励级应有4个输出电压。用差动放大级的两个输出去激励两个第二级差动放大级。第二级差动放大级由于源极电阻具有电流负反馈作用，所以输入阻抗很高，对第一级差动放大级的工作状态影响极小，同时激励两个差动放大电路不存在任何问题。

图5为一款大功率完全对称桥式输出放大器电路，电源电压并不很高，为±30V，而输出功率却很大，在8Ω负载上输出190W，负载为4Ω时可输出306W。

VT1、VT2构成第一级差动放大级，它的两个输出电压同时激励由VT6、VT7和VT14、VT15组成的两个差动放大级。再由这两个第二级差动放大级分别去驱动两组输出级。两组输出级工作于差动状态。从输出端经电阻向第一级差动放大级的栅极引入负反馈。第一级差动放大级的两个栅极，右侧的栅极经电阻接地，左侧的栅极经电阻与输入端相接，构成单端输入电路。输出级UHC MOS-G2管的电源电压为±30V，电源电压虽不高但在4Ω负载上可输出300W功率。从电路来看较之输出管并联的方式要简单。

电源电路中电子管整流后获得的+146V、-155V供电压放大级使用，据日刊原文称这样做其音乐表现力会更好一些。

电子管是一种利用电场原理工作的真空器件，它在高电压下工作，具有相当大的内阻，电子管的最大优点是具有近似理想的放大线性。这个优点是目前已出现的晶体管还无法达到的，这使它的应用电路非常简洁，不必像晶体管放大器要用很多的有源器件作“共基-共射”连接。管子本身的工作温度稳定可靠，耐过载能力强，不易烧毁。但电子管也有其特有的缺点，耗电大，寿命短（一般工作寿命只有2～3年），成本高，故目前已很少见到采用电子管的功放了。

自20世纪60年代以来，晶体管功率放大器已居于统治地位，但电子管放大器那舒展、悠扬、圆润的音色，至今不能叫人忘怀。现一些爱好音响的烧友又捡起这个老古董，设计制作出音效一流的高级电子管功放。这里介绍国外的一款电子管-晶体管混合型45W功率放大器。

图6为其详细电路，晶体管VT1、VT2组成差动电压放大器，由它将输入信号放大到足以推动电子管功放。R3是公共射极电阻，该电阻的阻值很大，有较好的恒流特性，这对提高差动放大器的共模特性和从高压HT端取得合适的VT1、VT2工作电流、射极电位是非常必要的。VT1、VT2同时产生分相信号，以平衡方式输出推动推挽功放级。电子管VT1、VT2及输出变压器T1组成推挽式功率放大级，其直流偏置（-30V）由VT1、VT2的集电极取得。由于放大器的晶体管及电子管均采用对称的平衡式设计，因此具有很高的共模抑制比。由电源端引入的纹波及电源干扰信号，可在放大器内部自动获得抵消和抑制。所以采用此设计制作出的放大器，其交流声、噪声等杂音指标很低，信噪比完全胜任数字音响的要求。负反馈信号从输出变压器的次级通过电阻R7、R8分压后取得，它加到输入级差动放大器的反相输入端（VT2基极）。R7、R8与输出变压器的降压比共同决定负反馈量，并可控制整机的输入灵敏度。本机在输出额定功率时，输入灵敏度为650mV。负反馈环路对于降低束射四极电子管、五极管的等效内阻与降低整机的失真系数有很大作用，由于电子管放大器不会出现晶体管机的所谓瞬态互调失真，所以取一定的负反馈是有好处的。电源供电由变压器T2～T4组成。T3产生6.3V灯丝电压。T4的次级电压经整流后获得-60V直流，它与T2次级经整流获得的HT+（350V）高压共同提供晶体管及电子管的工作电源。

如前所述，乙类放大器由于未加偏置，信号经过晶体管特性曲线的非线性区时，产生了交越失真。交越失真所产生的绝大部分无用谐波都处于高音频范围。解决此问题的办法通常是为晶体管加一偏置电压，使输出级有少量静态电流通过。但这种办法只有部分效果，因为两个晶体管特性曲线不对称的问题仍未解决。较有效的解决办法是在电路中引入负反馈，且反馈量应足够大，以减少交越失真。

为了经济有效地降低能耗，只要输出功率大于10W，我们就应考虑采用乙类放大的方案。一种合理的解决办法是将放大器分成两部分来考虑，第一级是优质电压放大级，而输出驱动级可以设计成高开环增益和本级深度负反馈，以使增益降至1，即构成单位增益放大器。这种方案的放大器实际上已有很好的工作性能，但还有更好的办法。即除大环路反馈外，再从输出级至电压放大级引入局部负反馈。

图7为改进的新型乙类放大器电路，由跨导放大器和电压放大级/输出级两部分构成。跨导放大器由VT1～ VT8组成，VT1、VT2和R1、R7共同构成一种常规的恒流源，供输入晶体管VT3和VT4之用。VT3和VT4构成差动对管。输入信号经隔直流电容C2耦合至VT3的基极。为使跨导级产生所需要的高输出阻抗，这里将VT5、VT6和VT3、VT4级联。接在VT7、VT8射极上的电阻R10、R11用来产生负反馈，以使本级线性更好。分压器R5和R6为VT5、VT6提供偏置电压。VT5集电极的输出阻抗为兆欧数量级。为使驱动/输出级的失真降的很低，这里加入了并联反馈。VT7和VT8构成电流镜。电压放大级由VT11、VT12及VT9构成，VT11用作射极跟随缓冲器。VT12接成通常的共射电路，作为电压放大级。C7、C8和R20组成双极点补偿网络，使其能在整个音频段保持最大环路增益，而在高频段有6dB/倍频的滚降，使电路保持稳定。补偿电路元件数值经精心选择，从而在音频段内使R20不会构成此电压放大器集电极电路的负载。输出级由互补VMOS场效应管VT10、VT13构成，由于VMOS管的温度系数特性与双极型管不一样，可省去笨重的散热装置，而且对负载短路亦不敏感。为使此放大器在驱动电抗负载时保持稳定，这里加入了由C9、R21和电感器L1构成的补偿网络。L1是在3W线绕电阻R22上用18号漆包线绕15圈构成的。

放大器的大环路负反馈通过R9加至VT4的基极。C4使电路在通过交流信号时直流增益降至l。同时，C4还使此放大器的-3dB点设定在3.5Hz左右。局部负反馈通过电阻R13在输出级与电压放大级间加上了并联负反馈。电容C6用来隔直流。电阻R12和R15用来保证高频稳定性，是在音频范围内的高频略为加大负反馈。在总反馈未加时，此并联反馈网络可使失真降至0.1%以下。

该机在8Ω负载下可输出100W功率。虽为乙类放大器，但经一些资深Hi-Fi烧友现场聆听时发现，没有人能听出该台乙类功放与甲类机在音质上有什么区别。

无论是录音系统还是重放系统，都必须对放大器的总增益进行调整。一般来说，放大器的增益通常是固定的。为了调节增益必须在均衡放大器和激励放大器之间接入衰减器。但是在接入衰减器之后，由于信号通路中增加了一些接点和衰减器的阻抗，会引起音质变劣。当衰减器的阻抗过低时，会加重信号源的负担，使信号源的失真加大。当衰减器的阻抗过高时，会因电缆的分布电容旁路作用导致音频信号的高频成分衰减。

解决这一难题的方法只有一个，就是不使用衰减器。将功率放大器做成可变增益放大器（VGA），通过功率放大器来控制整个放大系统的总增益。由于控制的是功率放大器的闭环增益，此时可以充分利用功率放大器所具有的高输入阻抗的特点，不仅可以采用小电容器作耦合电容，还可以加宽理想NF型均衡器的频带，减小衰减器和分布电容对高频成分的衰减，一举三得。

但此时所使用的功率放大器必须是无论负反馈量如何变化都应能稳定工作的功率放大器。全FET功率放大器正好能满足这一要求。对于全FET功率放大器来说，对负反馈量的变化具有很高的稳定性，所以放大器的负反馈量可随意改变。对VGA的基本要求是增益变化时，频率特性应该不变。目前在DC放大器系列的前置放大器中，除了电子管DC前置放大器之外，全都实现了VGA化。用晶体管的功率放大器也实现了VGA。这里介绍的全FET功率放大器的闭环增益可做到连续可调。这种调节方式在使用时非常方便，能够做到非常精细的音量调节。

图8是由FET构成的超平直合并式DC功率放大器电路。由MC专用均衡放大器与VGA功率放大器两大部分组成。均衡放大器和功率放大器的电压放大级共用一组电源。VT 1～ VT 10组成MC均衡放大器。VT 11～ VT 20组成VGA放大器。

由于均衡放大器所用的电源电压比较高，所以第一级采用了共源-共栅电路。输出级的电源由单独的一组电池供给。如果希望减少所用电池数量时，可以与前置级、激励级共用一组电池供电。输出级负载阻抗较低（8Ω），所以通过电池的电流较大，对碱性电池来说其内阻较高，流过较大电流时，电池两端的电压变化较大。但不必为此担心，本电路的均衡放大器和电压放大器均采用的是对电池电压变动不敏感的GOA（对地放大器）。均衡放大器的频率特性由NFB（负反馈）元件（820 kΩ、51kΩ、5100pF、1500pF）决定，闭环增益由VT2栅极电阻RG（360Ω）决定。减小RG 可增大增益，反之则减小增益。在变动增益时对频率特性无任何影响。

全FET功率放大器即使不接相位补偿电容器（l0pF、5pF）电路也能稳定工作。这里之所以接入相位补偿电容是为了控制音质，不致于过分扩展频率，将能量集中在音频频段。即使采用了相位补偿电容之后，DC放大器的频带仍然很宽。功率放大器的负反馈电路由2.2kΩ固定电阻和20kΩ的电位器串联而成。通过调整电位器来改变闭环增益。增益的调节量为18dB。功率放大器与其它DC放大器一样，为反相放大器。在作反相放大器中，当所加的负反馈量为100%时，闭环增益为0dB（=1）。即使闭环增益为0dB，放大器仍有信号输出。全FET放大器在负反馈量变化时工作是稳定的，但当负反馈量过大时，放大器的性能会变坏，音质变差。所以本电路将最小闭环增益设定为20dB。为了能做到完全关断声音，电路中另外设置有一个开关S，可以将音量减至零。对一般的放大器而言，是不允许使用这种方法的。因为开关会将信号通路对地短路，会引起前置放大器损坏。本机由于前置放大器采用的是电流输出型放大器GOA，所以不会损坏前置放大器。这一开关在使用时格外方便。

本机的声音与晶体管机及电子管机的声音均不相同。声音圆润光滑，音色丰富、表现力强。声音层次鲜明、解析能力极高。听了它那层次鲜明的声音之后，就会深刻体会到全FET放大器出类拔萃的优点了。

为了对音频信号进行高保真放大，音频功放的输出信号应能跟得上音频输入信号的瞬时高速变化，即一台理想的音频功放应具有很高的转换速率（SR）。然而，由于受设计思想、设计手段、元器件性能、生产成本等诸多因素的制约，在目前市售的许多Hi-Fi功放中，转换速率高于100V/μs的并不多见，大都只有几十V/μs或更低。大部分设计师们普遍担心，提高转换速率会降低功放的其它性能，很可能招来得不偿失的后果，因而宁愿把转换速率设计得低一些也不愿去冒风险。这就是设计思想的制约因素。

1996年，音响设计师Giovanni Stochion设计的100W/8Ω MOSFET功放采用了高速电压反馈，使线性转换速率达到±170V/μs，在额定输出功率下其1kHz和20kHz的总谐波失真分别为

04%和0.045%。1997年，Giovanni Stochion在原有基础上更上一层楼，设计成一款转换速率高达300V/μs的100W/8Ω功放，其1kHz和20kHz下的额定功率失真度分别小于0.002%和0.020%。可算得上是目前速度最高的大功率音频功放之一，其最宝贵之处不只是速度高，还在于这样高的速度是在不降低功放其它性能和耐用性的前提下实现的。下面介绍一下这款超高速音频功放的电路特点，供读者参考。

电路见图9。晶体管VT1～VT 4组成无变速式输入级（Non-slewing input stage），恒流源VT23～ VT26为输入级提供偏流，恒流源VT5～VT6和VT7～VT8组成推挽输入级的集电极负载。信号经输入级放大后，送到由VT9～VT10和VT11～VT12组成的共射-共基中间级放大器，VT l3、DZ3、DZ4、VT 14、RB和有4只串联二极管1N4448HV组成中间级的偏置电路。该级输出信号经驱动级VT15～VT16和VT17～VT18放大后直接驱动MOSFET VT19～VT22组成的输出级放大器。接在TR15和VT17基极之间的温度传感器TS是由三只二极管的2N5551串联组成，它们装在输出级MOSFET的同一只散热器上起热反馈作用，并与TL431、RP1等组成驱动级和输出级的偏流稳定电路。全部二极管均使用1N4448，只有串联在中间级偏置电路中的4只1N4448HV是从1N4448中挑选出来的反压大于120V的二极管。

为了提高本功放的效率，由未经稳压的±48V电源对MOSFET输出级单独供电，其电源退耦电容由1000μF电解电容与二只100nF电容并联组成。其余电路由+55V和-55V稳压电源供电，其电源退耦电容由一只100μF与一只100nF电容并联组成（图中未画出电源退耦电容）。

综上所述，本功放具有很高的性能，达到了兼顾超高速、低失真和安全性的设计目标，值得爱好者和专业设计人员借鉴参考。

周莹