超外差式收音机“三点跟踪”设计是整机设计的一个重要环节。“三点跟踪统调”是否达到最佳状态，直接影响到超外差式收音机的灵敏度、选择性、抗像频干扰、交叉调制干扰、中频干扰等项重要质量指标。设计信号回路和本振回路的元件参数，用传统的方法很麻烦、很费时间、还很难达到最佳状态，而利用微型计算机快速运算和打印的优越性，可在短时间内完成一个波段的设计。只要向微机输入该波段的信号回路低端跟踪点的频率值、高端跟踪点的频率值、等容双连的最大值和最小值4个参数，便可在几分钟内运算完毕，并立即打印出信号回路的电感量、微调电容量，本振回路的电感量、垫补电容量、修整电容量这5个重要元件参数的最佳值。同时还可打印出有关辅助数据，如波段的频率范围、等容双连在3个跟踪点处的数值；“三点跟踪”的频率——θ角曲线中正、负两个误差峰值及峰值所在信号回路的频率值、相对失谐百分数；该波段的最低端和最高端的跟踪误差值、相对失谐百分数等。信号回路参看图1，本振回路参看图2。
一、本文符号说明
L\(_{t}\)——信号回路电感（含分布电感）；
C\(_{to}\)——信号回路微调电容（含分布电容）；
C——等容调谐可变电容；
L\(_{b}\)——本振回路电感（含分布电感）；
C\(_{b}\)——本振回路垫补电容；
C\(_{bo}\)——本振回路修整电容（含分布电容）；
Δf\(_{max}\)——跟踪误差峰值，Δfmax=f\(_{b}\)-（ft+f\(_{2}\)）；
f\(_{b}\)——本振频率；ft———信号回路频率；
f\(_{z}\)——中周频率，一般为465kHz。也可修改为其他值；
Δf\(_{dmas}\)——波段最低端跟踪误差；
Δf\(_{gmax}\)——波段最高端跟踪误差；
Δf／f\(_{t}\)％——相对失谐百分数；
A、B、C为波段的3个最佳跟踪点；
θ为同轴等容双连旋转角度（弧度）。
上述符号中，凡频率的单位均为kHz；电感的单位均为μH；电容的单位均为pF。
二、跟踪误差问题
1．在三点跟踪条件下，本振频率与信号回路谐振频率的差值，只有在A、B、C3点才刚好等于中频f\(_{z}\)。在A、B两点之间，fb-（f\(_{t}\)+fz）＜0，具有一个最大的误差值-Δf\(_{max}\)。在B、C两点之间，fb-（f\(_{t}\)+fz）＞0，具有一个最大的误差值+Δf\(_{max}\)。在波段的最低端有一个最大的误差值Δfdmax=f\(_{b}\)-（ft+f\(_{z}\)）＞0；在波段的最高端有一个最大的误差值Δfgmax=f\(_{b}\)-（ft+f\(_{z}\)）＜0。即是说，在三点跟踪条件下，波段内存在3个最佳跟踪点，存在4个误差峰值点。参看图3。
2. 在波段的频率范围确定的条件下，即波段覆盖系数K确定的条件下（K=f\(_{tmax}\)/ftmin），只有当本振垫补电容C\(_{b}\)选定为最佳值Cbok时，+Δf\(_{dmax}\)、-Δfmax、+Δf\(_{max}\)、-Δfgmax4个误差峰值的代数和才接近于零，4个误差峰值点的相对失谐（Δf／f\(_{t}\)％）才相差不多，其代数和接近于0。当Cb＞C\(_{bok}\)较多时，4个误差峰值中的+Δfmax就要增加很多；－Δf\(_{max}\)要由负值趋向于零，再由零趋向于正值；+Δfdmax则要由正值趋向于零，再由零趋向于负值。B点向低端移动，甚至与A点重合，以至三点跟踪变为两点跟踪。当C\(_{b}\)小于Cbok较多时，B点往高端移动，-Δf\(_{max}\)增加较多，+Δfmax趋向于零，-Δf\(_{gmax}\)由负值趋向于零，再由零趋向于正值；当B点与C点重合时，三点跟踪变为两点跟踪。参看图4。
对一个2×270／7pF双连，在频率为3900～9000kHz范围，将本振垫补电容C\(_{b}\)在几种不同数值条件下作了跟踪误差的实验。发现只有2550pF左右才是本振垫补电容的最佳值，大于和小于此值较多时都将导致跟踪误差峰值增加很多，由三点跟踪变为两点跟踪。
3．波段频率覆盖系数K与跟踪误差峰值关系最大。计算结果表明，K值为3时，相对失谐峰值为百分之零点几；K值为2时，相对失谐峰值为百分之零点零几；K值＜1.5时，相对失谐峰值可以降至百分之零点零零几，几乎相当于点点跟踪。参看图5。
4．波段的频范围确定后，为了保证波段内4个误差峰值点上的相对失谐相差不多，除了选取本振垫补电容最佳值外，A、B、C3个跟踪点在波段中的位置还必须选定在最佳值附近。A、B、C3点的最佳值与K值有密切关系。K值＜1.5时，A点可选取f\(_{t}\)min÷（0.97至0.99）左右，C点可选取ftmax×（0.97至0.99）左右。K值接近3时，A点须选在f\(_{t}\)min÷0.93左右；C点需选在ftmax×0.93左右。K值在2左右时，要在0.94至0.96之间取系数。B点取值也是由K值决定的。K值越接近于1，B点越接近于波段的中点；K值越接近于3，B点越低于波段的中点。
三、信号回路的Q值问题
信号回路的Q值越高，回路的选择性与传输系数越好，但回路的通频带要变窄。在保证通频带符合要求的条件下，应尽量提高回路的Q值。这对提高整机的抗干扰性和灵敏度，尤其是对接收微弱信号很有好处。最佳状态的“三点跟踪”设计，使信号回路4个峰值误差达到了最小的程度，因而容许信号回路的Q值可以很大。如频率范围为15000kHz至20000kHz，波段内的4个误差峰值为：在15000kHz点为0.0672kHz；在16257kHz点为0.112kHz；在18613kHz点为0.2925kHz；在20000kHz点为0.1183kHz。若通带为2Δf＋10kHz，则4个误差峰值点容许的Q值为1480、1590、1758、1953，其他各点则更大。当然要制作出如此高Q值的信号回路是有困难的，这里的“三点跟踪”最佳状态设计只是为允许使用高Q值信号回路提供了条件。至于能否制作出如此高Q值回路则是另外一个课题了。然而如果我们能从材料上、工艺上、结构上进一步研究，将现在的短波收音机、收信机的输入级、高放级信号回路Q值再提高一步还是不难的。况且可以采用等容多连增加输入级、高放级调谐回路级数，及采用低噪音、高输入阻抗器件等技术措施获得高Q值总量，也还是办得到的。
四、技术应用问题
1．中波波段的频率范围为535～1605kHz，传统采用的3个统调点（600、1000、1500kHz）为与2×270／7pF双边相配，本振垫补电容普遍采用300pF，也有采用270pF的，经计算对此，就其效果来说，都不如采用290.8pF为好。当C\(_{b}\)为290.8pF时，仅在535～555kHz误差稍大。535kHz点统调误差为5.207kHz，相对失谐为0.973％。从560～1605kHz各点相对失谐都比较小。参看后面“三点跟踪”最佳状态设计数据表可以说明问题。如果3个统调点取为570、925、1500kHz，Cb仍取300pF，则波段内的4个误差峰值点的相对失谐相差不多，整个波段的误差分布比较均衡。
2．对于短波波段的“三点跟踪”设计。如2×270／7pF双边频率范围为6000～18000kHz，本振垫补电容最佳值应为3300pF左右，有的厂家取的正确，但有的厂家取2400pF，这就不是最佳状态了，其最大失谐量达60kHz（发生在10550kHz点上），为最佳状态的4倍多，早已变为两点跟踪了。有的厂家生产的三波段收音机，其两个短波波段只用一个振荡线圈，采用改变垫补电容和倍频混频技术，这种方式的信号回路失谐量很大，其灵敏度、选择性和抗干扰性要差很多。有的厂家生产的收音机在短波波段的信号回路中串入了垫补电容，这种办法只是在波段的低端一小段频率点上对信号回路的失谐有所改善，但在其他大部分频率点上，信号回路仍存在较大失谐。
3．对于短波多波段高级收音机、收信机，要求具有高灵敏度、高选择性、高抗干扰性的机型的设计，利用微型计算机算出的“三点跟踪”的各项参数，可以获得很好的效果。其中频f\(_{z}\)可以任意选定。如果从1500～3000kHz划分为6个以上波段，每个波段的最大失谐量可以达到1kHz以下，几乎相当于点点跟踪，允许采用非常高的信号回路Q值，而回路元件最简单。
当信号回路Q值能提高到一定数量水平，则有可能仅用一次混频而达到二次混频的目的。
当能采用高性能的变容二极管作调谐可变电容时，则可比较容易地实现多级统调，无疑可以获得较高的灵敏度，更高的选择性和抗干扰性，再加上采用其他的有关技术，必将大大提高目前短波收音机、收信机的许多性能。
具体“三点跟踪”最佳状态设计数据见上表。(周家智)