大家知道，在现代音响设备中，采用多点式音调控制方式（又叫图示式频率均衡器）比以前延用的高低音两点式音调控制器性能要好得多。本文向读者介绍一种用TA7796P和TA7796Z专用集成电路制作的五频段图示式均衡器，上述集成块是日本东芝公司设计生产的。TA7796P和TA7796Z的外形图见图1，它们仅仅是封装形式不同，内部电路及各项电气参数完全一样，附表列出了TA7796P和TA7796Z相对应的管脚位置及在8伏电源电压下各管脚的电压值，可供参考。
图示式均衡器专用集成电路TA7796P和TA7796Z的主要特点是：
（1）所用的外围元件较用一般集成运算放大器组装的均衡器大为减少。（2）工作电压范围宽，可在4～16V范围内可靠地工作。（3）噪音低。（4）失真很小。（5）控制范围宽，典型值为±12dB，最大可达±14dB。它的控制特性见图2。
图3为TA7796P使用原理图。图中，T\(_{1}\)～T5五个晶体管及有关元件构成五个等效电感，这五个等效电感分别与C\(_{A1}\)～CA5五个电容构成五个串联谐振回路，谐振频率分别为100赫、330赫、1千赫、3.3千赫、10千赫。那么频率均衡作用是如何实现的呢？下面我们以中心频率f\(_{0}\)为100赫这一支路为例来谈谈有关均衡原理，其它几个支路原理相同。
图3中，由晶体管T\(_{1}\)及有关元件构成的一个等效电感为L1=C\(_{B1}\)·R1·R\(_{2}\)，L1与C\(_{A1}\)构成一个串联谐振回路，谐振频率为
f\(_{0}\)1=\(\frac{1}{2π}\)\(\sqrt{L}\)1·C\(_{A1}\)
=\(\frac{1}{2π}\)C\(\sqrt{B1}\)\(_{·R}\)1·R\(_{2}\)·CA1
=\(\frac{1}{6.28}\)\(\sqrt{0}\)33×10\(^{-}\)6×1.2×103×68×10\(^{3}\)×10-6
≈100赫。
图4a为该支路音调控制的原理示意图。图中运算放大器A\(_{1}\)是图3中集成块内部的公共通道放大器，L1是上面曾提到的等效电感，R是一个等效电阻，W\(_{1}\)、CA1、R\(_{3}\)、R4的含意见图3。C\(_{A1}\)与L1串联谐振于100赫处，在这一频率点，这一支路的阻抗最小，其阻抗特性见图4b。图4a中，信号从R\(_{3}\)左端输入，从第13脚输出，当W1的滑臂处于中心时，电路对频率为100赫的信号不提升也不衰减：当W\(_{1}\)的中心滑向a方向滑动时，运算放大器的负反馈量加大，于是频率为100赫的信号受到衰减，衰减特性见图4c；当W1中心滑臂向b方向滑动时，A1的负反馈量减小，信号则受到提升，提升特性见图4d。其它几个频率点的衰减与提升原理与此相同。
图3中，只要调整C\(_{A}\)、CB的容量，即可改变串联谐振回路的谐振频率。在本电路中，五个谐振频率点分别设计在100赫、330赫、1千赫、3.3千赫、10千赫处。如果读者自行另设计谐振频率点，所设定的各中心频率应为倍频程关系，这样才能保证在整个频响范围内作均衡调节。另外，每个频率均衡网络的Q值应基本一致，因为Q值的大小决定着均衡曲线的斜率。一般说来，如果在信号的整个频段内均衡点取得较多，则Q值应取高些。反之Q值应取低些。以谐振频率为100赫这一支路为例，Q值的计算公式为Q\(_{1}\)=\(\frac{1}{R}\)1\(\sqrt{C}\)\(_{B1}\)·R1·R\(_{2}\);CA1 ，其中R\(_{1}\)、R2在集成电路内部已设定，不能自由调整，可通过调整C\(_{B1}\)与CA的比值来改变Q\(_{1}\)值。
制作与调试
图5为用两块TA7796P制作的立体声图示均衡器的印刷电路板图。除了电位器W\(_{1}\)～W5及W\(_{1}\)'～W5'以外，其它所有元件均安装在一块104×55mm的印刷线路板上。由于印刷板体积不大，所以可较方便地设置在音响放大器设备内的空余位置。组装时，既可以用22线印刷电路板插座，也可将电位器连线直接焊在电路板上。电路板应紧靠电位器以缩短引线，这时可以不采用屏蔽线。电位器均采用100千欧、X型双连直滑式的。在图3电路图中，电位器滑臂往上推为衰减, 反之则为提升。
TA7796P内部设有缓冲放大器，用来补偿插入这一级后对信号造成的损失，但整个这一级对信号是没有放大作用的。这一级电路应设置扩音机的前置放大级和音量电位器之间。
TA7796P和TA7796Z工作电压为4～16V，一般设计在6～12V为宜。如果扩音机中没有这样的电压档次，可用适当的电阻降压以达到要求。在图5印刷电路板上已预留了加装降压电阻及稳压二极管的位置。降压电阻值可自行计算（TA7796P／Z的典型工作电流为6mA）。（武