前一讲介绍了鉴频器的种类，对鉴频器的要求，比例鉴频器的工作原理和常用电路。本讲首先结合前一讲所述的要求，讲述在业余条件下如何选用鉴频回路及计算鉴频器元件参数，然后介绍集成电路中广泛采用的移相乘积鉴频器。
一、比例鉴频器的简要计算方法
比例鉴频器的典型电路如图1所示，其它一些变形电路仅是省略了某些元件或输出端的接法不同，计算方法都是一样的，若按理论推导，比例鉴频器的计算方法比较繁琐，本文采用一种应用函数计算曲线的简要计算方法，足可满足一般要求。结合图1，计算步骤、公式及有关图表如下：
1．根据比例鉴频器带宽要求，选用初次级回路
式中：N\(_{4}\)是L4的匝数，L\(_{4}\)1\(_{2}\)的互感耦合线圈，它绕在B2骨架上，却和L\(_{1}\)串联使用，实用中，根据N4选择B\(_{2}\)；N1是L\(_{1}\)的匝数；B为鉴频器带宽；f0为中频频率f\(_{0}\)＝10.7MHz。
业余条件下，可根据上式计算从生产厂的系列鉴频回路产品中选用，也可以自己设计计算。表1、表2及图2、图3分别给出了国产10A型、10K型系列中周和鉴频回路的参数。以表2中可供选用的三种鉴频回路为例，TP304是专做B\(_{1}\)使用的初级鉴频回路、可查得N1＝14＋14＝28（匝）；次级回路B\(_{2}\)有TP305、TP306两种可供选用，TP305的N4=1匝，TP306的N\(_{4}\)=2匝。代入（1）式可得：选择TP304和TP305分别做初、次级配用时，B≈0.0345×10.7＝0.369（MHz）；选择TP304和TP306配用时，B≈0.0667×10.7≈0.713（MHz）。前者可满足一般要求，后者适合要求整机自动频率微调捕捉范围特别宽的接收机，例如采用无线话筒的调频接收机等。
2．根据鉴频效率和保真度要求，选取耦合系数η，然后求次级回路有载品质因数Q\(_{L}\)：
Q\(_{L}\)=η·N1+N\(_{4}\)N4…………（2）
η的选取，可参考图4所示比例鉴频器通用频率特性曲线，这是与S曲线相对应的一组函数计算曲线，业余使用时，可只看曲线的形状，而不必去计算函数。由图可见，η=0.707时，曲线中间部分最陡，即鉴频效率最高，但通带变窄，随η的增大，鉴频效率降低，通带却在变宽，当η≥3时，曲线中间部分明显出现弯曲，表明鉴频器输出信号的谐波失真将明显增大。一般选用在0.707～2之间。
因为带宽B与η有关，所以前述按公式（1）计算B与回路匝数的关系时，还应同时参看图4。公式（1）仅是在η=1条件下得到的，当η＞1时，表明B\(_{1}\)2耦合加深，按公式（2）选取Q\(_{L}\)为η=1时应该具有的数值，通过增加N4或减少N\(_{1}\)匝数，使（2）式左、右相等，也可达到展宽通带的目的。
3．根据Q\(_{L}\)计算Q02，再求取R\(_{3}\)、R4：
Q\(_{0}\)2＝（3～4）QL …………（3）
Q\(_{0}\)22的空载品质因数、理论计算应比Q\(_{L}\)大3～4倍。Q02的大小和次级回路L\(_{2}\)／C2成正比，也和中周结构、材料性能等有关，一般选L\(_{2}\)／C2大，可得到较高的Q\(_{0}\)2，但C2过小，不利于次级回路谐振频率的稳定性。而由前述鉴频原理分析可知，次级回路的频率稳定性和准确性是至关重要的，否则出现感性或容性失谐，会影响鉴频特性和限幅特性。故一般C\(_{2}\)选译47PF以上。由于槽路谐振频率为10.7MHz，C2一旦决定，L\(_{2}\)也随之决定，则B2的圈数也定。按此制作实物，可用Q表测得Q\(_{0}\)2实际值，当此实测值与公式（3）计算值不等时，以下计算应采用实测值。
然后求出B\(_{2}\)的空载谐振阻抗Z0和有载谐振阻抗Z\(_{L}\)
Z\(_{0}\)=2πf0L\(_{2}\)Q02……（4）
Z\(_{L}\)=2πf0L\(_{2}\)QL ……（5）
进一步再计算欲达到Z\(_{L}\)值，检波负载R3、R\(_{4}\)经检波电路折合到B2上去的等效负载电阻是多少：
R\(_{L}\)=ZL×Z\(_{0}\)Z0-Z\(_{L}\)……（6）
最后，求出R\(_{3}\)、R4
R\(_{3}\)=R4＝0.85R\(_{L}\) ……（7）
4．根据R\(_{3}\)、R4求C\(_{3}\)、C4：C\(_{3}\)、C4和R\(_{3}\)、R4一起组成检波负载，根据调幅检波理论，C\(_{3}\)、C4值太小，对检波电流充电不良，检波包络中会含有很多的载波成分，即高频滤波不良，为此要求
C\(_{3}\)=C4》\(\frac{1}{2πf}\)\(_{0}\)×R3……（8）
而C\(_{3}\)、C4值太大时，它们向电阻R\(_{3}\)、R4上放电速度太慢，将引起检波包络的对角线失真。为此又要求
C\(_{3}\)=C4≤\(\sqrt{1}\)-m\(^{2}\)m×2πFm×R\(_{3}\)……（9）
式中，m为经鉴频回路将调频波变为调幅波后的幅度调制系数，一般取m=0.9；F\(_{m}\)为被解调波最高频率，单声调频广播Fm=15KHz，立体声时F\(_{m}\)=53KHz（事实上，由立体声复合信号波形特点可知，计算检波包络失真时取Fm=38KHz即可）。
由此可见，立体声接收机比例鉴频器电路中的C\(_{3}\)、C4应比单声接收机小一倍多。
6．根据R\(_{3}\)、R4求C\(_{5}\)
C\(_{5}\)=0.1～0.2R3+R\(_{4}\)……（10）
为便于读者掌握运用，下面以红灯2L1400型立体声收录机的鉴频电路为例进行计算。该机电路形式与图1相同，仅D\(_{1}\)、D2、C\(_{5}\)反向接入，鉴频特性为反S曲线，读者按以下计算值添入图1，即成为2L1400机的鉴频器电路图。
1．按B≥±150KHz要求，B≥300KHz，该机B\(_{1}\)2选用TP304，TP305，算得
1;（14＋14）＋1=\(\frac{1}{29}\)
B=\(\frac{N}{_{4}}\)N1+N\(_{4}\)·f0=368KHz
可满足带宽要求。
2．选取n=1，以保证保真度和兼顾一定的鉴频效率，算得
Q\(_{L}\)=η·N1+N\(_{4}\)N4=29
3．要求Q\(_{0}\)2＝3×QL=87，实测B\(_{2}\)的Q02为80。
4．查表2可知，TP305的L\(_{2}\)=4μH，可算得
Z\(_{0}\)=2πf0L\(_{2}\)Q02=6.28×10.7×4×80
=21503（Ω）
Z\(_{L}\)=2πf0L\(_{2}\)QL=6.28×10.7×4×29
=7795（Ω）
则 R\(_{L}\)＝ZL·Z\(_{0}\)Z0-Z\(_{L}\)=21503×7795;21503-7795≈12227（Ω）
故 R\(_{3}\)=R4=0.85R\(_{L}\)=0.85×12227=10393（Ω)
实取10KΩ
5．按公式（8）（9）计算C\(_{3}\)、C4
C\(_{3}\)=C4≥\(\frac{1}{2πf}\)\(_{0}\)×R3
=\(\frac{1}{6.28×10.7×10}\)\(^{6}\)×10×103=1.5(PF)
C\(_{3}\)=C4≤\(\sqrt{1}\)-m\(^{2}\)m×2πf\(_{m}\)R3
=\(\sqrt{1}\)-0.9\(^{2}\)0.9×6.28×38×103×10×10\(^{3}\)
=203(PF)
实取200PF
6．按公式（10）计算C\(_{5}\)
C\(_{5}\)=0.1～0.2R3+R\(_{4}\)=0.1～0.2;(10+10)×10\(^{3}\)
＝5～10（μF）
实取10μF
二、移相乘积鉴频器
在日渐广泛采用的集成化调频中放中，鉴频器也多和中频放大器电路一起集成于同一单片上。这种集成电路的性能普遍优于常见分立器件电路，并且有调整方便、外电路简单、体积小等优点。
在集成电路鉴频器中，大多利用双平衡差动放大器电路构成模拟乘法器，再和外接移相网络一起组成鉴频器。这种鉴频器称为移相乘积鉴频器，它属于正交相位解调器的一种。
移相乘积鉴频器的方框原理图如图5所示。它由限幅器、π／2移相电路、移相网络、乘法器和低通滤波器组成。限幅器由前级中放集成电路末级差分放大器电路担任，限幅后的调频信号分A、B两路到达乘法器。A路为直接通路；B路则将限幅后的调频信号进行两种处理，首先固定移相90°，使B信号与A信号相位关系成为正交，然后再进入由带通滤波器构成的移相网络，使信号按其瞬时频率的高低而产生不同的相移。当信号频率恰为10.7MHz，则相移为零，高于或低于10.7MHz时，移相网络相对信号频率产生感性或容性失谐，输出信号的相位移与信号频偏成正比。其实，这种移相网络就是一种谐振在10.7MHz频率上的带通滤波器，如大家常用的LC谐振回路，不过这里不利用它的幅频特性，而主要是利用它的相频特性，该特性已画在方框图移相网络的右边。
下面我们用图6波形法定性地说明图5方框图的鉴频原理。为图示清楚起见，设经过限幅的调频波已近似为方波。当调频波的瞬时频率低于10.7MHz时（严格地说应是低于移相网络中心频率f\(_{o}\)），B信号在移相网络中的相移量大于零度，取对应最大频偏的相移量为90°，则加上前级π／2移相电路的固定相移量后总相移量为180°，到达乘法器的B信号恰与A信号反相180°，在乘法器中（＋）×（-）=（-），故得到的A×B输出电压为负值，波形见图6（a）所示。当调频波的瞬时频率等于10.7MHz时，仅π／2移相电路起移相作用，A、B两信号相位差为90°，合成A×B的波形如图（b）所示，其输出电压平均值为零。当调频波的瞬时频率高于10.7MHz时，B信号在移相网络中被滞后，即产生负的相移，最大相移为-90°，知π／2移相相加为0°，使A、B两信号同相，A×B信号波形为正值，得到正的解调输出信号，波形如图（c）所示。如果将频偏由最小到最大连续考虑，则得到的解调特性如图（d）所示，恰与前述S曲线相同，所不同者为S曲线两拐点之外的线段是平直的，这是由于限幅器和后级解调电路之间没有选择性回路的关系。方框图中，最后一级低通滤波器的作用是滤除解调波中的剩余10.7MHZ载波成分。
图7所示为一种具体电路。国产D7640AP的鉴频电路与它相同，其它如TA7614AP、AN7223、ULN2204等均与该电路大同小异。图中虚线以左为由前级末级中放构成的限幅器；C\(_{1}\)是集成电路内部电容，容量为6.8PF左右，由它构成π／2移相电路，将B信号固定移相90°；外接C2、L\(_{1}\)、R1构成移相网络，L\(_{1}\)C2调谐于10.7MHz，R\(_{1}\)用于调整相频特性的频率范围（相当于调整调谐回路的带宽）和S曲线的线性度；由BG1～BG\(_{6}\)组成的双平衡差动放大器作为模拟乘法器使用，限幅后的中频信号一方面直接注入BG5、BG\(_{6}\)的基极（相当于前述的A信号），另一方面经C1固定移相90°，再经并联移相网络L\(_{1}\)C2R\(_{1}\)注入BG1～BG\(_{4}\)（相当于前述的B信号），两路信号在乘法器中经过相乘作用获得检波信号，再由BG7、BG\(_{8}\)放大后输出。由于BG1、BG\(_{4}\)和BG2、BG\(_{3}\)两组集电极并联输出的检波信号相位是相反的，所以从BG7、BG\(_{8}\)两输出端呈现的S特性曲线也是互为反相的，为此BG7的输出信号又经BG\(_{9}\)倒相最终在BG8的输出端同相相加，此相加信号即为鉴频器的检波输出。也有些集成电路不用BG\(_{9}\)倒相器，使鉴频器保留两个检波输出端，一端呈现正S特性，一端呈现反S特性，以便于和调频头AFC电路配接，如TA7614AP等。电容C4用来滤除解调波中的剩余10.7MHz载波成分，同时它和BG\(_{8}\)、BG9的公共负载电阻R3一起构成低通滤波器，对普通调频接收机来说可兼做去加重网络，应按我国标准去加重时间常数τ=50μS设计，由于R\(_{3}\)是作在集成电路内部的，一般不知道其阻值，C4则可按集成电路资料推荐值或由实验决定，D7640AP的推荐值为0.015μF；对立体声接收机来说，R\(_{3}\)C4决定了鉴频器输出端的频响特性，此特性在30Hz～53KHz之间应该是平坦的，为此C\(_{4}\)也应按资料推荐值或由实验决定，D7640AP的推荐值为150PF。集成电路内部C3、R\(_{2}\)是作相位补偿用。
由上述分析可知，这种鉴频器S曲线的形状主要由移相网络决定，也即实用中的鉴频特性是通过调整L\(_{1}\)、C2、R\(_{1}\)来控制的。L1C\(_{2}\)只要调谐到10.7MHz频率上即可，一般通用调频中周结构，对L1／C\(_{2}\)比值没有特殊要求，因为其QL，也即S曲线的斜率主要用R\(_{1}\)来调整。理论上，QL=0.5f\(_{0}\)／2Δf时，S曲线中间部分有近似线性关系，f0为10.7MHz，2Δf为鉴频器带宽，若取2Δf＝0.3MHz，可算得Q\(_{L}\)=17.8。运用公式（4）、（5）、（6）可以算出R1。例如，C\(_{2}\)选用51PF，按谐振回路公式可算出谐振于10.7MHz时的回路电感L1≈4.3μH，并实测得Q\(_{0}\)＝80，按（4）式算出空载谐振阻抗Z0≈23KΩ，按（5）式算出有载谐振阻抗Z\(_{L}\)≈5.1KΩ，按（6）式可算出应在回路上并联电阻R1=6.5KΩ，一般实取R\(_{1}\)=4.7～6.8KΩ。R1太大，通带变窄；R\(_{1}\)太小，通带虽变宽，但鉴频效率下降。
在前级输入限幅信号时，这种鉴频器的效率比前述比例鉴频器高，相对30％调制度的检波输出有效值约达70～100mV；检波信号的谐波失真一般也比比例鉴频器小，在30Hz～15KHz的音频范围内，实测谐波失真小于0.8％。（高迺康）