集成运算放大器几乎都采用双极型晶体管或场效应管对组成输入级差分放大电路，正象晶体管放大器工作时需要通过偏置电路给它提供一个合适的偏置电流I\(_{B}\)一样，为保证集成运放差分输入级电路正常工作，也必须给它提供一定的输入偏置电流。
由于集成运放各级直耦电路的工作点是由恒流源偏置电路确定的，当如图1所示来用正、负电源供电时，只要它的两个输入端经信号源或电阻接地，即可通过地向输入晶体管注入基极偏置电流I\(_{IB}\)，它的大小由差分电路发射极恒流源电流IE确定，有IIB＝I\(_{E}\)／2（1＋β），而与输入端外接电阻的大小无关。因此，集成运放的输入偏置电流IIB一般定义为：在标称电源电压及室温25℃下,使运算放大器静态输出电压为零时流入（或流出）两输入端电流的平均值，即I\(_{IB}\)=\(\frac{1}{2}\)(IIB++I\(_{IB}\)-)。
集成运放的I\(_{IB}\)与输入级晶体管均类型有关，当集成运放输入级采用双极型晶体管时，IIB+和I\(_{IB}\)-就是输入晶体管的基极电流。若输入级由NPN管组成时，IIB是流入运放的。若输入级由PNP管组成如单电源运放8FC7，其I\(_{IB}\)则是流出运算放大器的。当输入级是场效应管时，IIB就是输入场效应管的栅流，如采用J型场效应管作输入级的运放，I\(_{IB}\)即为反偏PN结的漏电流，其IIB自然较小，但对温度变化则较敏感。采用MOS型场效应管作输入级的高阻抗运算放大器其I\(_{IB}\)在诸集成运放中是最小的。
双极型晶体管输入级运放由于工作点电流被恒流源限定，当温度变化时I\(_{E}\)基本不变。但由于晶体管的β随温度增高而变大，故其IIB一般随温度增高而减小。而结型场效应管输入级运放因I\(_{IB}\)即为PN结反向漏电流，故将随温度增高而变大。一般情况下温度每增加10℃，其IIB将增大一倍左右。对某些类型的产品如单电源运放8FC7，由于其偏置电路具有内部温度补偿，因而可保证其I\(_{IB}\)基本不受温度变化的影响。
对I\(_{IB}\)这个指标我们总是希望它小一些，因为只有当运放具有极高的输入电阻和极小的输入偏置电流时，才能近似地认为它的输入端不吸收电流，即如图2所示有IP≈0、I\(_{N}\)≈0，这样才能近似地把N点看成虚地以及认为其输入电流Ii等于反馈电流I\(_{f}\)，才能导出Vo=－I\(_{f}\)·RF=-I\(_{i}\)·RF=－\(\frac{R}{_{F}}\)RIV\(_{i}\)。由此可见,只有IIB小的管子，其实际运算结果才比较接近理论值。另一方面，偏置电流I\(_{IB＋}\)、IIB-越小，这两个电流间的差值，即以后将要讲到的输入失调电流I\(_{Io}\)及其温漂自然也越小，这就能保证运算电路具有较高的精度与较小的漂移。因此当设计对运算精度及漂移都要求较高的电路时（如各种运算器、直流放大器等），应选择IIB指标较低的器件，而设计一般的交流放大电路时，对I\(_{IB}\)指标则不必苛求。
在某些情况下如不注意I\(_{IB}\)指标的选择，也有可能造成严重的后果。如有人曾根据国外资料组装一个时间常数较大的积分器如图3所示，电路中各电阻、电容的参数均与原电路相同，唯运算放大器改用国产器件BG305。然而，当把积分器输入端接地调零时，发现积分器的输出电压Vo不断线性增大，就好像输入端加了一个相当大的恒值负信号，使积分器线性积分工作一样，更换BG305或改用8FC2等均不能排除此故障。为什么同样的积分器电路用BG305等器件工作就不正常了呢？这是因为此电路积分时间常数比较大，因而原设计采用了7.2MΩ的输入电阻R\(_{I}\)，而同相端偏置电阻较小仅33KΩ，故两输入端偏置电阻是不平衡的。由于BG305的输入偏置电流典型值约为100nA,假定它的两输入端偏置电流相等，有IIB+=I\(_{IB}\)-=100nA,当积分器按图4所示输入端接地调零时，因电容C是隔直流的，若IIB+、I\(_{IB}\)-均通过电阻注入运放，则IIB流过R\(_{I}\)、RB时产生的压降V\(_{p}\)=-100nA·33KΩ=－3.3mV，而VN=－100nA·7.2MΩ=-0.72V，两者相差很大，因而相当于在运放反相输入端加了一个很大的负信号，使运放的输出变为正值。这个正的输出电压Vo将引起一个经电容C向运放反相端注入的积分电流，这时运放反相端所需的100nA偏置电流I\(_{IB}\)-的主要部分将由输出端通过电容注入（因RI极大，通过它不可能提供多少偏置电流），因为流过电容的积分电流近似等于I\(_{IB}\)基本为常数，所以，只要一通电，运算放大器就自动积分，使Vo线性增大直至运放饱和。
由于R\(_{I}\)、RB阻值相差极大，因而近似相等的I\(_{IB}\)-、IIB+流过它们时所形成的附加失调电压也比较大，这时靠有限的调零电位器已无法补偿这个失调，故BG305、8FC2或类似水平的通用型运放用于此电路都不能正常工作。那么为什么原资料上的电路能工作呢？分析其原因应是所用的器件具有极小的I\(_{IB}\)指标，如采用IIB为pA量级的高阻抗运放，此时R\(_{I}\)与RB虽相差甚大，但因I\(_{IB}\)极小，它所引起的失调已完全可利用调零加以补偿，因此，只要选择IIB足够小的器件，这个电路是可以正常工作的。
在分析应用电路时，一般都是把运放看作是理想器件。理想运放的条件之一就是偏置电流I\(_{IB}\)＋＝IIB-=0,当然实际上这是不可能的。由于I\(_{IB}\)不为零，自然会给运放应用电路带来一定的影响，如前例所述。应该怎样设计电路参数才能消除或减小这种影响呢？前面分析图2电路时已知：为保证运算精度，希望Ii=I\(_{f}\)，即希望IIB相对I\(_{i}\)尽可能小。因此在设计电路时对IIB较大的器件，应在保证应用电路足够的输入电阻R\(_{i}\)（图2电路中Ri=R\(_{I}\)）的前提下，适当减小RI、R\(_{F}\)阻值，以便能得到较大的Ii、I\(_{f}\)，即可削弱不为零的IIB对运算精度的影响。
另一方面，在一般应用电路中，I\(_{IB}\)+、IIB-是自地或运放输出端经R\(_{B}\)、RI和R\(_{F}\)分别注入运算放大器的，如图5所示。图5中RS表示信号源的内阻，若R\(_{S}\)较小，通常可以略去。ro表示运算放大器的开环输出电阻，一般集成运放的r\(_{o}\)较小，约为100Ω～200～，也可忽略不计。因此，运放的同相输入端通过电阻RB接地，反相输入端则可近似地看作是通过R\(_{I}\)和RF的并联到地的。若R\(_{B}\)≠RI‖R\(_{F}\)，则相同的IIB流过时引起的压降I\(_{IB}\)·RB与IIB·R\(_{I}\)‖RF不等，这就相当于在运放输入端加了一个由于I\(_{IB}\)不为零所引起的附加失调电压IIB·（R\(_{B}\)－RI‖R\(_{F}\)），并进而引起运放的输出失调误差，由前述积分电路已可见其影响的严重程度。因此，为了消除因不为零的IIB在运放输入端电阻上造成的附加失调误差，在设计电路时应保证两输入端对地的等效电阻对称，即应为R\(_{B}\)=RI‖R\(_{F}\)（若信号源内阻较大，则应有RB=（R\(_{I}\)＋RS）‖R\(_{F}\)，这已成为设计运算放大器应用电路的基本准则。这样，只要电路参数设计合理，用IIB较大的器件也能装出性能较好的电路来。仍以前述积分器电路为例，为了利用I\(_{IB}\)较大的通用型运放于该电路，应取阻值较小且相等的RI及R\(_{B}\)以减小IIB的影响。为保持原积分时间常数不变，还应在减小RI阻值的同时相应提高积分电容的容量，使时间常数R\(_{I}\)·C=7.2MΩ·9.4μ=67.68秒维持不变。图6所示即为用国产通用型运放组装的原积分器电路。通过这个例子也可以说明，我们在仿制别人的电路时，应在仔细分析原有电路的特点及代用运放的参数指标是否适用的基础上适当修改电路设计，而不应盲目照搬。
最后还应该说明：设计电路时R\(_{B}\)=RI‖R\(_{F}\)的原则也不是必须遵循的，这要看具体选用的器件及电路而定。如高阻抗运放，因为IIB极小，甚至小于pA量级，因而其影响甚微，设计电路时可不必考虑两偏置电阻对称与否。还有，在非线性应用电路中运算放大器经常作为比较器工作，其输出仅有两种状态：高电平和低电平，输入端的失调对它的工作是没有影响的，因此设计非线性应用电路时也不必受R\(_{B}\)=RI‖R\(_{F}\)的限制。（张国华）