在第五期《高传真扩音机RC型音调控制网路分析》一文中，我们曾详细地分析了这种电路的控制原理，在此基础上，本文继续讲讲这种电路及其元件的设计方法。
具体设计方法
设计要求：要求设计一个RC衰减型音调控制网路，电源电压E\(_{C}\)≤24伏；电压增益≥20分贝（中心频率为1千赫时）；控制范围在低音100赫时是±12分贝，在高音10千赫时是±12分贝；最大输出电压Vomax≥3伏；使用温度范围T\(_{a}\)=-10°～+60℃。
首先选择如图1所示的一个RC音调控制电路。输入信号先通过音量控制电位器W\(_{3}\)，经晶体管反馈放大器放大后，送往RC音调电路。考虑到使用温度范围较宽，所以放大电路采用硅晶体管，并且选用分压式电流串联负反馈偏置方式，以稳定工作点。设计放大器时，重点是确定静态工作点、1千赫中心频率时的电压放大倍数，计算并确定偏置电路的数值。至于RC衰减电路的元件数值，可先根据控制特性的要求确定出转折频率，然后根据转折频率计算各元件的数值。设计步骤如下：
1．确定放大器的静态工作电压V\(_{CEQ}\):
为了使放大器在输出电压最大时不产生饱和失真，必须使V\(_{CEQ}\)＞VCES＋\(\sqrt{2}\)·V\(_{omax}\)+△VCE，式中，V\(_{CES}\)为晶体管的饱和电压降，可取1～2伏；△VCE为温度变化△T=35℃时允许变化的电压值，取1伏；V\(_{omax}\)已如前述为3伏，则VCEQ＞2伏+2·3伏+1伏≈7.24伏，取V\(_{C}\)EQ=8伏。
2.确定放大器的静态电流I\(_{CQ}\)：
为满足在输出电压最大时不产生截止失真，必须使I\(_{CQ}\)＞\(\sqrt{2}\)·Vomax/R\(_{C}\)∥Rimin+△I\(_{C}\)。式中RC∥R\(_{imin}\)为放大器负载最重时的交流负载，“∥”为并联符号，Rimin为衰减型音调电路输入电阻的最小值。△IC为温度变化△T=35℃时允许集电极电流变动的数值。
由于R\(_{C}\)、Rimin都是待定值，所以应先估算一下。可令R\(_{C}\)=Rimin=3千欧。于是，
I\(_{CQ}\)=\(\sqrt{2}\)·3/1.5×10\(^{3}\)+1／3×103≈3.16毫安，取ICQ=3.5毫安。
3．确定发射极对地电压V\(_{E}\)值：
V\(_{E}\)＝IE·R\(_{E}\)≥2.5×10\(^{-}\)3V/℃·△T△IC;I\(_{CQ}\)=2.5×10-3V/℃×35℃3.3×10\(^{-}\)4;3.5×10-3≈0.92伏。取VE=2伏。
4．确定发射极电阻R\(_{E}\)值：
R\(_{E}\)＝VE/I\(_{CQ}\)=2伏/3.5毫安≈570欧。
5．确定集电极电阻R\(_{C}\)值（EC取22伏）：
R\(_{C}\)=（EC-V\(_{CEQ}\)－VE）／I\(_{CQ}\)=（22－8—2）／3.5×10\(^{-}\)3≈3.4千欧，取RC=3.3千欧。
6.计算偏置电阻R\(_{B}\)1、R\(_{B}\)2：
设管子的V\(_{B}\)E=0.65伏，β=50，则
R\(_{B}\)=RB\(_{1}\)·RB\(_{2}\)／RB\(_{1}\)＋RB\(_{2}\)≤0.1β·RE=0.1×50×570=2850欧。于是，
R\(_{B}\)1=\(\frac{E}{_{C}}\)·RBV\(_{BE}\)+IC;β[R\(_{B}\)+(1+β）RE]
=22×28500.65+3.5×10\(^{-}\)3;50[2850+(1+50)×570]
≈20.9千欧，取R\(_{B}\)1=22千欧；
R\(_{B}\)2=\(\frac{E}{_{C}}\)·RBE\(_{C}\)-{VBE+I\(_{C}\);β[RB+（1+β）R\(_{E}\)]}
=\(\frac{22×2850}{22-{0.65+3.5×}\)10\(^{-}\)3;50[2850+(1+50)×570]}
≈3300欧，取R\(_{B}\)2=3.3千欧。
7、低音区转折频率f\(_{L}\)1、f\(_{L}\)2的确定：
根据给定f=100赫±12分贝，及每倍频程增益变化6分贝之条件，可算得f\(_{L}\)2＝100赫×4＝400赫；f\(_{L}\)1＝100赫／2=50赫。
8．计算低音调整电路的无件数值：
低音调整电路的元件有C\(_{3}\)、C4、R\(_{1}\)、R2、W\(_{2}\)。设后级的输入电阻Ri大于20千欧，则R\(_{2}\)≤Ri／10，取R\(_{2}\)=1.5千欧。
由式f\(_{L}\)1=1/2πC\(_{4}\)（R1＋R\(_{2}\)）及fL\(_{2}\)=1/2πC4R\(_{2}\)可
求得R\(_{1}\)=R2（\(\frac{f}{_{L}}\)2f\(_{L}\)1-1）=1.5K（400;50- 1）=10.5千欧，取R\(_{1}\)=10千欧；
C\(_{3}\)=1/2πfL\(_{2}\)（R1+R\(_{2}\)）=1/2π×400（10K＋1.5K）≈3.46×10\(^{-}\)8，取C3＝0.033微法；
C\(_{4}\)=C3·\(\frac{f}{_{L}}\)2f\(_{L}\)1=0.033×10\(^{-}\)6×400/50=2.64×10－7，取C\(_{4}\)=0.27微法；
W\(_{2}\)=1/2πfL\(_{1}\)·C3=1/6.28×50×0.033×10\(^{－6}\)≈96.5千欧，取W\(_{2}\)=100千欧。
9．确定R\(_{3}\)：
为了使得在高音提升最大时，前级放大器增益的减小量限制在2分贝之内，即令δ=\(\frac{K}{_{VH}}\)KVM=0.794。式中K\(_{VM}\)为中心频率（高音尚未衰减）时的电压增益，KVH为高音最大提升时的电压增益），则
R\(_{3}\)=δ×R1(R\(_{C}\)+R2);R\(_{1}\)+R2+R\(_{C}\)-R1·R\(_{2}\)R1+R\(_{2}\)1-δ
=0.794×10\(^{4}\)(3.3+1.5)×103;10\(^{4}\)+(3.3+1.5)×103-\(\frac{10}{^{4}}\)×1.5×10310\(^{4}\)+1.5×1031-0.794
≈6.4千欧,取R\(_{3}\)=6.8千欧。
10．确定高音区转折频率f\(_{H}\)1、f\(_{H}\)2:
由f=10千赫时增益变化为±12分贝，及每倍频程增益变化6分贝，得f\(_{H}\)1=\(\frac{10×10}{^{3}}\)4=2500赫，f\(_{H}\)2=f\(_{H}\)1·R\(_{1}\)+R2;R\(_{1}\)=2500×11.5K1.5K=19167赫。
11．计算C\(_{1}\)、C2及W\(_{1}\)值：