高传真扩音机频率均衡电路和简易设计

在设计、安装高传真扩音机时，通常要在扩音机的前置放大级中设置频率均衡电，本文将通俗地谈谈在业余情况下怎样设计这种电路。

高传真扩音机的信号源，常常来自收音机、录音机、电唱机等。来自收音机、录音机的信号，不需要再在扩音机中进行频率均衡，但是对来自电唱机的信号，情况就不同了。让我们先来回顾一下唱片的录音特性:在灌制唱片时，录音是在固定速度下进行的。设录音信号频率为f，刻纹的振幅为a，刻纹刀的速度为V，则V=2πaf。由上式可知，当V不变时，频率f越低，振幅a越大；频率f越高，振幅a越小。这样在放唱时就可能引起如下现象：在低频率段针尖摆动幅度大，容易引起相邻纹路碰槽，造成串音；在高频段由于针尖摆动幅度小，又容易使唱片的表面噪声增大。

为了克服上述缺点，目前国际上普遍采用国际电工委员会推荐的如图1实线所示的录音特性（RIAA标准，即美国唱片工业协会标准），这是一条提升高音、衰减低音的频率特性。显然，在还音时会出现高音太强、低音太弱的缺点，为此应在高传真扩音机的前置级中附加适当的频率补偿网络，这个网络的频率特性应该与唱片的录音特性相反。图1中的虚线是按照RIAA标准绘制的补偿特性，这是一条提升低音、衰减高音的特性。图1虚线中，低频开始提升的频率点f\(_{2}\)为500赫，称为低频提升转折频率。在该频率点上的电压信号，较基准点频率（1千赫）高2.6分贝，在低于f2的低频段内，频率每缩小一倍，信号电压将提升6分贝；高频段的转折频率f\(_{3}\)为2120赫，这一点的信号电压，比基准点电压低2.6分贝。信号频率高于f3时，频率每增加一倍，信号电压跌落6分贝。在RIAA标准中，当f＝30赫时，较1千赫时提升了186分贝（8.6倍），此时为避免低频端由于提升太多而引起放大器低频自激，通常规定f\(_{1}\)=50赫作为从低频提升转到平坦曲线的转折频率点，以便对50赫频率的提升量加以限制；在高频中，规定f4=32千赫，限制高于频率f\(_{4}\)的信号的反馈量，以防止高频自激。

频率均衡电路的基本形式见图2。图2（a）为带负反馈的两级直接耦合电路，图2（b）只是比图2（a）多一级射极输出电路。图中EQ网络是频率均衡网络的简称，它实际上是一个负反馈网络。

图2中的V\(_{f}\)为反馈电压，它通过EQ网络取自输出端Vo处。输入电压V\(_{i}\)与Vf相减得到纯输入电压V\(_{di}\)。图2中的两个电路都属于电压串联型反馈电路，反馈系数为B=Vf／V\(_{o}\)=RE1／Z\(_{EQ}\)＋RE1。式中Z\(_{EQ}\)为频率均衡网络总的特性阻抗。当电路不施加负反馈时，Vf＝0，V\(_{di}\)＝Vi，此时的电压放大倍数为K\(_{v}\)=Vo／V\(_{di}\)。对图2（a）电路来说，如果Rc1远远大于第二级的输入电阻R\(_{i2}\)，第一级管子的放大系数β1》1，则无反馈时的总放大倍数可近似表示为K\(_{v}\)≈β1β\(_{2}\)RC2/（1十β\(_{1}\)）RE1≈β\(_{2}\)·RC2／R\(_{E1}\)。

放大电路施加负反馈时的放大倍数可表示为：

如果将K\(_{v}\)=Vo/V\(_{di}\),B=Vf／V\(_{o}\)代入上式，则可得到Kvf=K\(_{v}\)/（1＋Kv·B）。

从上式可以清楚地看出，一个放大器加了负反馈以后，放大倍数降低了，其降低的程度与1＋K\(_{v}\)·B有关。当Kv·B》1时，上式又可简化为K\(_{vf}\)≈1/B=（ZEQ＋R\(_{E1}\)）／RE1＝1＋Z\(_{EQ}\)／RE1。这个简化公式告诉我们：在反馈量比较大时（即KB》1时），放大器的放大倍数仅与反馈系数有关，即只与Z\(_{EQ}\)、RE1的参数有关。对我们所讨论的频率补偿网络来说，反馈系数中的Z\(_{EQ}\)恰好是反馈网络的特性阻抗，它的数值是随频率的改变而变化的。我们要求EQ网络的频率特性，符合图1中虚线所示的规律。这样就在放大电路中实现所要求的均衡作用。

为了达到上述要求，EQ网络可连接成图3（a）的形式。图中，R\(_{1}\)＞R2，C\(_{1}\)＞C2，网络呈现的总阻抗为Z\(_{EQ}\)。

对低于1千赫的低频段，C\(_{2}\)可视为开路，电路变成图3（b）形式。Cl的容抗随频率降低而增加，总的网络阻抗Z\(_{EQ}\)也随频率降低而增大，于是负反馈量相应减小，放大倍数相应增大。当频率降低到一定程度后，与C1并联的电阻R\(_{1}\)的阻值已可和C1的容抗相比拟，这就限制了低于50赫的频率的提升量。又由于R\(_{2}\)是串联在反馈电路中的，所以即使频率很高，ZEQ也不会变为零，高频衰减量就受到了限制。因此图3（b）电路具有一条高音平坦、低音提升的特性，两个转折频率分别为：f\(_{2}\)=（R1＋R\(_{2}\)）／2πC1R\(_{1}\)·R2=50赫；f\(_{1}\)＝1／2πC1·R\(_{1}\)＝500赫。

对于高于1千赫的高音频段，因为R\(_{1}\)的阻值比C1的容抗大得多，所以R\(_{1}\)可以忽略，图3（a）则可简化为图3（c）。因为C2的容抗随频率增高而减小，所以Z\(_{EQ}\)也随之减小，于是负反馈增大，放大倍数也就下降了。R2的加入可限制低频提升量，使图3（c）的频率特性成为一条低频平坦、高频得到衰减的曲线。图3（b）和图3（c）两条特性合成起来就成为图3（a）的总特性，也就是我们所希望的RIAA特性。

在反馈型频率均衡电路中，如果高频段负反馈太深，会导致电路高频自激，使放大器工作不稳定。为此，在频率均衡电路中又串入了一个电阻R\(_{3}\)（见图4），以大大衰减频率大于f4=32千赫的高音。根据它的高频等效电路，转折频率f\(_{4}\)=（C1＋C\(_{2}\)）／2π·R3·C\(_{1}\)·C2 ≈1／2πR\(_{3}\)·C2。

在介绍唱片的均衡网络的同时，有必要提一提电唱头的类型及特性，因为在扩音机的前置级中是否需要加入频率均衡网络，还与唱头的选用有直接关系。

唱头有电磁型、电动型等中、高档类型，也有晶体型、陶瓷型等普及类型。图5和表1给出了它们的频率特性曲线及主要技术性能。可以看出，电磁型和电动型性能比较好，输出频率特性比较平坦，在放唱以RIAA标灌制的唱片时，必须加RIAA补偿网络；晶体型唱头（例如国产206型唱头）输出电压高，频响比较差，但由于它的内阻呈电容性，频率低端输出电压高，频率高端输出电压降低，在一定程度上补偿了唱片灌音时的频率特性，所以不需要在扩音机前置级中另外增设频率补偿网络。

反馈型唱片频率补偿网络的设计，主要是计算出反馈电路中C\(_{1}\)、C2、R\(_{1}\)、R2等元件的数值，以保证实现RIAA标准特性所规定的三个转折频率点f\(_{1}\)、f2、f\(_{3}\)，以及在基准频率点（1千赫）时具有一定的放大倍数。三个转折频率f1、f\(_{2}\)、f3也可以用三个时间常数来表示。即：T\(_{1}\)＝1／2πf1=R\(_{1}\)·C1＝3180微秒；T\(_{2}\)＝1／2πf2＝R\(_{2}\)·C1＝318微秒；T\(_{3}\)＝1/2πf3=R\(_{2}\)·C2=75微秒。由T\(_{1}\)=C1·R\(_{1}\)和T2=C\(_{1}\)·R2，可确定出R\(_{1}\)和R2之间的关系，即：R\(_{1}\)=\(\frac{3180}{318}\)R2=10R\(_{2}\)。

对于反馈型频率补偿网络来说，在音频低端，由于反馈网络的等效阻抗Z\(_{EQ}\)变大，反馈系数B减小，不再满足KB》1的条件，而为保证在低音频段有一定的提升量，通常在计算时把T1以4000微秒考虑，这样R\(_{1}\)=\(\frac{4000}{318}\)R2≈12.57R\(_{2}\)。

因为反馈网络复阻抗Z\(_{EQ}\)的模为

在基准点频率f=1千赫时，|Z\(_{EQ}\)|≈1.4R2。此时，放大器的闭环放大倍数K\(_{vf}\)≈\(\frac{1}{B}\)≈|ZEQ|R\(_{E1}\)=1.4R2;R\(_{E1}\),所以R2=\(\frac{R}{_{E1}}\)·Kvf1·4。当R\(_{2}\)确定以后，由RIAA标准特性的三个时间常数T1、T\(_{2}\)、T3，不难求出C\(_{1}\)、C2、R\(_{1}\)等数值。

例如：设电磁式唱头在1千赫时的输出电压为1毫伏，要求前置放大器能将此信号放大到50毫伏，试设计一个RIAA特性的补偿放大器。

1．放大器在1千赫时的闭环放大倍数为

2．计算放大器放大倍数。放大器的负反馈量由低频提升量（18.5分贝）来确定，现取此值为20分贝，即1＋K\(_{v}\)B=10倍，则放大器无反馈时的放大倍数为Kv=K\(_{vf}\)（1＋KvB)=50×10=500倍。

3．确定第一级的射极电阻R\(_{E1}\)值。设放大器的第一级集电极电阻RC1远大于第二级的输入电阻R\(_{i2}\)，则无反馈时的放大倍数Kv≈\(\frac{β}{_{2}}\)·RC2R\(_{E1}\)，RE1≈β\(_{2}\)·RC2;K\(_{v}\)。设β2=30，R\(_{C2}\)=10千欧，则RE1≈\(\frac{30×10}{^{4}}\)500=600欧，可取标称值R\(_{E1}\)＝620欧。

4．计算R\(_{2}\)值。R2≈\(\frac{K}{_{vf}}\)·RE11·4=50×620;1.4≈22千欧。

5．由T\(_{2}\)、R2求C\(_{1}\)；由T3、R\(_{2}\)求C2；由T\(_{1}\)、C1求R\(_{1}\)。C1=T\(_{2}\)/R2＝318×10\(^{－6}\)/22×103＝0.0145×10\(^{－6}\)法≈0.015微法;C\(_{2}\)=T3／R\(_{2}\)＝75×10－6／22×10\(^{3}\)=3400×10-12法=3400微微法，取标称值为3300微微法；R1=T\(_{1}\)／C1＝4000×10\(^{－6}\)／0.015×10－6≈267千欧，取标称值为270千欧。

6．为了防止高频自激，由T4=5微秒及C\(_{2}\)求R3。R\(_{3}\)=T4／C\(_{2}\)=5×10\(^{－6}\)／3300×10－12≈1.5千欧。(郭维芹)