联合设计31厘米电视机

——伴音电路

联合设计31厘米电视机伴音通道电路，如图1所示。晶体管1BG\(_{6}\)为图声分离器，晶体管1BG7和1BG\(_{8}\)组成伴音中频放大器，二极管1BG9和1BG\(_{1}\)0。及其他元件组成比例检波器，晶体管4BG1～5为低频放大电路。读者对低频放大电路已经比较熟悉，这里就不再介绍了。下面仅对图声分离、伴音中放、比例检波等电路作一些介绍。

在联合设计31厘米电视机中，图声分离是电视预放来担任的。检波器输出的视频图象信号和6.5兆赫的第二伴音中频信号通过1R\(_{22}\)送到视预放1BG6 的基极，图象信号由发射极输出，6.5兆赫的伴音信号则由集电极的中频变压器1B\(_{1}\)输出。这样就把图象信号和伴音信号分开了。伴音信号的输出电路由电容1C27、变压器1B\(_{1}\)的初级和电阻1R25组成并联谐振回路，谐振于6.5兆赫，因此，当6.5兆赫的伴音信号来到时，谐振阻抗最大，输出也最大。但是它对视频图象信号相当于短路。从而使视频信号不能进入伴音通道。

由电容器1C\(_{47}\)、1C48、电阻1R\(_{59}\)和线圈1Q6组成的桥T型串联谐振回路，对6.5兆赫的伴音信号相当于短路。因此图声分离级对第二伴音中频信号来说，是一个共发射极放大器，等效电路如图2所示。实际上，图声分离级也就是第一级伴音中放，所以它的放大倍数、通频带等应作为伴音中频放大器的一部分统一考虑。

因为馈入晶体管1BG\(_{6}\)基极的视频图象信号和6.5兆赫的伴音中频信号，幅度相差很悬殊，视频图象信号为1Vpp左右，伴音中频信号只不过几毫伏。所以，图声分离级的直流工作点主要应根据传送视频图象信号的线性要求来进行设计。通常这一级的直流工作电流应不小于5毫安，否则不仅会损失图象灰度，还可能造成图象信号对伴音中频信号的寄生调幅。

值得注意的是，这种电路本身存在着自激的可能性。对于高频交流信号来说，1BG\(_{6}\)基极相当于通过电阻1R22接地，而集电极的6.5兆赫并联谐振回路和发射极的6.5兆赫的串联谐振回路，在频率高于6.5兆赫时，并联谐振回路等效为一个电容，串联谐振回路等效为一个电感，等效电路如图3（a），显然不符合振荡条件，因此不会有自激的问题。但是，在信号频率低于6.5兆赫时，情况就不同了。并联谐振回路等效为一个电感，串联谐振回路等效为一个电容，这时1BG\(_{6}\)和串、并联谐振回路的等效电容和电感构成一个考毕兹振荡器，如图3（b）。为了避免产生自激振荡，在1BG6的基极上加一个电阻1R\(_{22}\)是必要的，而且阻值不能太小。另外，这一级的放大倍数不宜过大，两个回路的Q值不能太高，因此，在中频变压器1B1初级并联一个电阻1R\(_{25}\)。

从以上分析可知，图声分离级一旦自激，其频率往往稍低于6.5兆赫，而且只要把两个谐振回路中的任何一个谐振频率稍微调低一点，就能消除。大家知道，调低串联谐振频率会减小视频通带，对图象清晰度不利；调偏并联谐振频率，又会损害伴音通道总的动态鉴频特性，造成伴音失真。所以，在设计电视机图声分离级时，稳定不自激是一项重要要求。因为，一旦产生自激，两个回路就调不准，结果不是牺牲图象质量，就是增加声音失真。

6.5兆赫的第二伴音中频信号经图声分离级放大以后，传送到晶体管1BG\(_{7}\)的基极。晶体管1BG7和1BG\(_{8}\)接成直流耦合两级放大器，电容器1C32和变压器1B\(_{2}\)3的初级电感组成并联谐振回路作为此放大器的负载。这种直流耦合放大器，除简单、省元件外，由于它具有很深的直流负反馈，所以直流工作点非常稳定。在大量生产时，不论晶体管β值的高低，直流工作电流都不需要调整。而且电源电压等对电路正常工作的影响也很小，放大器的直流等效电路示于图4。

下面分析一下这种电路比较稳定的原因。假设，由于某种原因使晶体管1BG\(_{7}\)集电极电流增加时，集电极电流在电阻1R28上产生的电压降就会加大，从而降低了晶体管1BG\(_{8}\)基极的直流电位。这就减小了1BG8发射极的电流，降低了发射极的直流电位。由图4可知，1BG\(_{7}\)的基极与1BG8的发射极通过电阻1R\(_{29}\)相连接，因为1BG8发射极的直流电位降低了，所以，使1BG\(_{7}\)的基极电流也随之减小，这样就会使原先增大的集电极电流降下来，达到稳定电流的目的。用同样方法可以证明，两个晶体管的工作电流的任何变化，都会自动得到补偿。

作为线性放大器，晶体管1BG\(_{7}\)集电极电流约为1.2毫安，1BG8集电极电流约为2.5毫安。若要让它作为限幅器也很容易，只需把电阻1R\(_{3}\)0阻值加大，减小晶体管的直流工作电流即可。

目前电视机中使用较广泛的伴音信号解调器，主要有相位鉴频器和比例检波器两种。相位监频器的优点是灵敏度高，输出音频电压幅度较大，而且线性好、解调失真小。比例检波器输出电压比相位鉴频器小一倍，但是它突出的优点是本身具有调幅抑制能力。这两种电路的工作原理基本相同，因为书刊都有介绍，本文从略。

在设有自动增益控制电路的电视机中，伴音通道都有限幅器，不需要依靠比例检波器的调幅抑制能力，所以都采用相位鉴频器，这样可获得较高的鉴频灵敏度。在比较讲究的电视机中，为了得到较高的性能指标，一般也都有单独的限幅器，这类电视机大多数也采用相位鉴频器来提高音质。但是，在大多数普及型电视机中，为了简化电路，采用比例检波器可以省掉限幅器，联合设计31厘米电视机就是这种情况。

比例检波器为什么有调幅抑制性能呢？下面就谈谈这个问题。图5（a）用一个二极管和一个电阻串联作为谐振回路的负载，在信号正半周时，二极管导电，电流等于信号电压除以电阻，负半周时，二极管截止，电流等于零。因此在一周内，交流电流比只接一个电阻时要减小一半。所以，从AB两端向右看，等效交流电阻R\(_{r}\)也就比R大一倍，即Rr＝2R，它与信号幅度无关。如果在图5（a）中再串联一个直流偏压E，其极性是阻止二极管导通的，如图5（b）所示。它的等效交流阻抗就会随信号幅度变化而变化。等效交流电阻R\(_{r}\)与信号幅度U的相互关系示于图5（c）。当信号幅度小于E时，在信号的整个周期内二极管都不导电，交流电流等于零，等效交流电阻Rr为无穷大；当信号幅度远大于E时，E对二极管的导电情况影响很小，二极管基本上是半周导电，所以R\(_{r}\)趋向2R；当信号幅度介于上述两种情况之间时，在信号周期内，二极管有一部分时间导通，导通时间小于半周，所以等效交流电阻Rr介于无穷大与2R之间，即∝＞R\(_{r}\)＞2R。二极管导通时间的长短，取决于输入信号幅度的大小，输入信号幅度越大，导电时间就越长。因而交流电流越大，等效交流电阻Rr就越小。

如果用一个电阻和一个电容并联来代替直流偏压，图5（b）就改成图6（a）的形式，这时在R\(_{2}\)和C两端就会形成一个自给偏压，只要R2C时间常数远大于寄生调幅信号幅度变化的周期，那么在寄生调幅信号的周期内，R\(_{2}\)C两端电压保持不变，它的作用就和固定直流偏压一样，这时等效交流电阻仍按图5（c）曲线的规律随着信号幅度变化而变化。

现在我们再看看图6（b）所示的比例检波器，虚线框内的电路，实际上是二个图6（a）所示电路串联在一起。R\(_{3}\)＋R4与C\(_{6}\)并联构成自给偏压，它的等效交流电阻也是按图5（c）曲线的规律随信号幅度变化的。比例检波器的调幅抑制能力正是这种等效交流电阻随信号幅度变化的特性造成的。

比例检波器的等效交流电阻R\(_{r}\)，就是谐振回路的负载，而谐振回路又是伴音中放的负载。所以，当信号幅度增大时，Rr减小，回路负载加重，Q值降低，因而回路传输系数降低。同时，由于回路的谐振阻抗就是放大器的负载，所以，当谐振阻抗降低后，使放大器的增益也降低。这些作用能够抵消输入信号增加所造成的影响，使比例检波器输出的音频信号保持基本不变，这样就达到了抑制寄生调幅的目的。

全国联合设计31厘米电视机的比例检波器电路图如图7所示。它是一种不对称比例检波器。比较一下图6（b）和图7，就可以知道这两种电路工作情况完全相同，不过在不对称比例检波器的输出电压中，有一个等于E／2的直流分量，这对输出音频信号是无关紧要的。图6（b）中的R\(_{3}\)和R4在图7中合并为一个电阻1R\(_{36}\)，C3和C\(_{4}\)合并为一个电容1C38。这里本来已经有一个大电容1C\(_{39}\)，因此1C38原则上也可以省掉，但由于电解电容高频特性不好，一般电路中还是接上了这个电容。可见，不对称比例检波器比对称比例检波器省元件。中频变压器1B\(_{2}\)3的初级线圈串联后与电容1C\(_{32}\)组成比例检波器的初级谐振回路。1B3的次级线圈和1C\(_{35}\)组成次级谐振回路。1BG9和1BG\(_{1}\)0是两个检波二极管。1R34、1R\(_{35}\)、1R36串联后作为检波器的负载。1C\(_{34}\)为高频旁路电容，1R33和1C\(_{36}\)是去加重电路。音频信号经隔直流电容1C37和音量电位器1W\(_{1}\)送至低频放大器。

上面分析了联合设计31厘米电视机伴音电路的特点，下面谈几个有关问题：

1．鉴频特性曲线

鉴频器或比例检波器的输出电压和输入信号频率之间的关系可以画成图8（a）所示的曲线，这条曲线称为鉴频器的特性曲线，简称为S曲线。图中f\(_{c}\)等于回路谐振频率。输出电压绝对值最大时的频率fM取决于谐振回路参数，2f\(_{M}\)称为曲线的峰间隔。峰间隔大小主要由谐振回路的Q值决定，减小Q值，特别是次级谐振回路的Q值，峰间隔就会加大，反之峰间隔就会减小。图8（b）表明，当输入信号是受音频正弦信号调制的调频信号时，鉴频器就输出一个与调制信号相对应的音频正弦信号。假若S曲线不理想，就会造成输出信号失真。

为了使解调信号不失真，必须要求S曲线在信号最大频偏范围内直线性要好，同时还应该保证s曲线左右对称。广播电视标准规定伴音最大频偏为50千赫，考虑到调整误差和回路参数随环境温度的变化，一般要求S曲线中间必须有150千赫的直线部分。因此，峰间隔（即鉴频特性曲线的频带宽度）至少应保持在250千赫左右，不能太窄。影响S曲线线性的关键参数是初级回路和次级回路之间的耦合系数，S曲线形状与耦合系数的关系，如图9所示，曲线①为欠耦合；曲线②为最佳耦合；曲线③为过耦合。可见，最佳耦合时，S曲线的线性最好，耦合过紧会产生双S形曲线，造成严重失真。初级回路调谐正确与否会影响S曲线的对称性，如果初级回路的谐振频率低于信号载频频率，那么，频率低于中心频率那一半的S曲线峰顶大于频率高于中心频率的那一半，如图10（a）所示。反之结果也相反，如图10（b）所示。S曲线中心零点频率取决于次级回路的谐振频率，当次级谐振频率高于信号载频频率时，零点频率也高于信号载频频率，反之则低于信号载频频率，如图10（c）、（d）。

2、伴音中频放大器的通频带

广播电视标准规定，伴音信号占用500千赫的频率范围，它的两边是本频道和邻近频道图象旁频，因此电视机伴音通道没有普通调频接收机那样严格的选择性要求，但是对伴音中频放大器的通频带是不是就没有任何要求呢？不是的。大家知道，谐振放大器的幅频特性如图11（a）所示，而电视伴音信号最大频偏为±50千赫，显然调频信号在最大频偏时的放大倍数小于载频频率时的放大倍数。所以，等幅调频信号经过中频放大器放大以后，就会产生寄生调幅，如果输入1千赫调制的调频信号，放大后的信号除频率仍按1千赫变化外，其幅度将按2千赫变化。对鉴频器或比例检波器来说，某一固定幅度的输入信号对应一条固定的S曲线如图11（b）①②③，如果信号幅度随频率一同改变，那么，输出电压和信号频率的关系就是一条动态S曲线，如图12（b）④，从图11（a）可以看出，当频率最高或最低时，信号幅度都最小，所以动态S曲线的峰间隔要比静态S曲线小，曲线中央的直线部分也窄，而且线性变坏。因此，伴音中频放大器的通频带越宽，由放大器幅频特性造成的寄生调幅就越小，动态和静态S曲线的差别就越小。所以，伴音中频放大器的通频带的设计应保证动态S曲线的线性范围足够宽，通常为300千赫左右。

3．一种简单实用的调整方法

联合设计31厘米电视机所采用的不对称比例检波器，可以只用一个直流电压表来调整伴音通道。

首先在伴音通道输入端送进一个6.5兆赫的高频信号。它可以只是载波，也可以用调频信号或调幅信号，总之只要载频是6.5兆赫就行，也可以直接接收电视台的广播，利用图象检波输出的第二伴音中频信号来进行调整。

其次将直流电压表（普通三用表就可以）接到比例检波器的大电容1C\(_{39}\)两端，因为1C39本来就是一端接地，而且容量很大，所以电压表的分布电容对电路的工作状态影响不大。此后，依次调整伴音通道中除比例检波器次级回路以外的所有中频变压器，使电表指示最大。因为只有当所有中频回路都对6.5兆赫谐振时，电表指示才最大，记下这时电压表的读数E。

然后，把电压表改接到1C\(_{36}\)两端，由于1C36也是一端接地，而且容量也较大，所以接入电压表后也不会改变电路的工作状态。调整比例检波器次级回路，使电压表的读数为E／2，因为只有当次级回路对6.5兆赫谐振时，1C\(_{36}\)两端的电压才等于1C39两端电压的一半。

由于回路之间的相互影响，以上两个步骤的调整应当重复进行2～3次。（邢迪）