如果高、低音扬声器的阻抗不同，那么放大器在各频段的输出功率也就不同。为了平衡声音大小，可以在高音扬声器端联接一个衰减器（如图6），将音量调到合适的程度即可。图6中，（a）图和（b）图电路比较简单，（c）图电路可以保持输入阻抗基本不变，可根据具体要求选用。即使是高、低音扬声器的阻抗相同，因高音扬声器效率较高，往往声音嫌大，所以也常常需要加一个衰减器来适当降低音量。
分频网络中电感、电容的电气参数，可根据扬声器的阻抗和选好的分频点代入图4和图5中的公式计算。电容的选用方法同前，电感线圈多数需自行绕制，它是一个直流电阻很小的空心线圈。在分频网络中，低音频道中那只与低音扬声器串联的电感线圈要求最高，因为低音扬声器承受的功率最大，流过的电流也最大，而扬声器的阻抗又低，所以这只线圈串联在电路中时，只要有很小的电阻也会引起可观的电压降，大大减小输送到低音扬声器的功率。此外，从上面已讲过的阻尼因数上看，也要求线圈的直流电阻应很小。一般要求线圈的直流电阻应小于扬声器阻抗的十分之一。线圈的圈数一般有几十到几百圈，所以导线要很粗才行，但太粗了绕制困难，也不经济，普通选用直径φ1～φ1.5毫米的漆包线就可以了。至于和高音扬声器并联的电感线圈，虽然对功率损耗和阻尼因数等方面要求可低一些，但是也不能把直流电阻做得很大，以致使线圈的Q值太低，降低滤波效果。一般要求分频点的Q值应大于10才好。Q=2πf\(_{0}\)L／r，其中r可用导线的直流电阻代入。这样一来，导线仍然不能很细。采用磁心线圈虽然可以减少圈数，以减小直流电阻，但由于磁心容易产生非线性失真，所以一般应用较少。
下面谈谈空心线圈的制作和计算方法：
先用胶木板或硬纸板做一个骨架，如图7，轴心外径D\(_{0}\)和宽度b约在20～30毫米范围为宜，夹片的直径将随线圈的厚度C而定，用漆包线层层排绕。因耐压要求不高，每层之间不必用纸衬垫，绕好后用布扎紧即成。
这种空心线圈的电感量和结构之间有下述近似关系：
L=8×10\(^{-}\)5D2·N\(^{2}\)3D+9b+10C(毫亨)。
式中D为线圈的平均直径；b为线圈的宽度；C为线圈的厚度，单位都是厘米；N为线圈匝数。由图7可知，D=D\(_{0}\)＋C，C=Kd\(^{2}\)N／b。式中K为绕线时的疏稀系数，可取为1.1；d为导线的直径。
当计算好网络中的L值后，可以用下列步骤进行结构计算：
1．先假设 D\(_{0}\)、b、C和D，算出匝数N：
N=\(\frac{\sqrt{L（3D}+9b+10C）}{8×10}\)\(^{-}\)5·D2，
2．计算导线直径d：
d=\(\frac{\sqrt{bC}}{KN}\),
如bC以毫米为单位，则算出的d的单位也为毫米。
3．求出线圈每匝平均长度1\(_{0}\)和总长度1：10=Dπ；1=1\(_{c}\)·N（米）。
4．算出总直流电阻r。可在一般导线表中查出每千米直流电阻值r\(_{0}\)，于是r＝r0·11000(欧）。检查r值是否小于扬声器阻抗的十分之一，并且根据下式验证Q值，Q=2πf\(_{0}\)·L;r。
5．如果r值不符合要求，应修正C或b，重新计算，直到合适为止。
如果一边试绕一边用仪表测量电感，当然更方便，可以省去上述计算的麻烦。
下面试举一例来说明: 设分频电路为二路分频，每倍频程衰减12分贝，分频点为800赫，扬声器的阻抗均为8欧（参见上期15页图5）。经计算，
L\(_{3}\)=\(\sqrt{2}\)·RLW\(_{0}\)=2×8;2π·800≈2.25毫亨;C3≈1\(\sqrt{2}\)·W\(_{0}\)·RL
=1\(\sqrt{2}\)×2π×800×8≈17.6微法。
1．假设D\(_{0}\)=2厘米, b=C=2厘米，则D=D0＋C=4厘米。匝数
N=\(\frac{\sqrt{L}}{_{3}}\)(3D+9b+10C)8×10\(^{-}\)5D2
=\(\frac{\sqrt{2}.25（3×4＋9×2＋10×2）}{8×10}\)\(^{-}\)5×42
≈300。
2．导线直径
d=\(\frac{\sqrt{bC}}{KN}\)=20×20;1.1×300≈1.1（毫米）。
选用铜线，其标称直径为1.04毫米，漆包线外径为1.12毫米。
3．每匝平均长度1\(_{0}\)=Dπ=4×3.14=12.6厘米，总长度1=10·N=12.6×296=3720厘米=37.2米。
4．查出φ1.04毫米铜线每1000米直流电阻r\(_{0}\)为20.6欧，则r＝r0·11000=20.6×37.2;1000≈0.77欧；
Q=2πf\(_{0}\)·Lr=2×3.14×800×2.25×10\(^{-}\)3;0.77≈14.7。
验证结果，因为直流电阻不大于
采用前级放大器分频
前级放大器分频也可以分为二路或三路分频，见图8。这种分频比扬声器端分频优点多，它既可减少扬声器的互调失真，也可减少在放大器中产生的互调失真，并且，不论各频道扬声器的阻抗和功率有何差异，因扬声器各自分别与放大器直接联接，就容易处理得多。前级分频的滤波特性也可以比扬声器端分频做得好，这是因为后者受扬声器阻抗变化的影响较大，扬声器在整个工作频率范围内，阻抗实际上是不固定的，因此，滤波特性也随着阻抗的变化而改变。前级分频因为滤波器的负载是放大器，其负载阻抗容易固定，滤波特性也就能保持设计要求。而且滤波元件只需要简单便宜的电阻电容，可以免去笨重而昂贵的电感线圈和大电容器，并且可以消除因扬声器端联接电感线圈而降低阻尼因数的毛病。前级分频的缺点是放大器的套数增加，电路变得复杂，调试也较困难。所以在前级分频中二路分频放大的方式用得较多。也有把二种方法结合起来实行三路分频的，即低音和中高音先二路分频放大，然后再采用中音和高音扬声器端分频，如图9。
前级阻容分频器每一节（一个电阻和一个电容）的衰减特性也是每倍频程衰减12分贝或三节每倍频程衰减18分贝。但是分频点附近的衰减也随着变大，为了克服这个缺点，可采用自举电路。如图10所示，将分频网络和射极跟随器联接起来，其中第一节的接地点改接到射极输出端，因为基极和射极同相位，利用其正反馈将分频点左右一段增益提举起来。现举低通为例来说明，当频率较低时C\(_{1}\)阻抗很大，正反馈不起作用；在分频点附近，C1阻抗减小，正反馈起作用, 增益被提升；当频率升高时，由于C\(_{2}\)的衰减，正反馈逐渐减小，而发射极对地是低阻抗，C1也同时对高音旁路，所以高音仍被衰减，结果只有在分频点附近的频率被提升，于是得到了在通频带内比较平坦而在分频点后急剧衰减的良好特性。这种带晶体管的自举式阻容滤波器在扩音机中还常用来作各种高通或低通的噪声滤波器。
图11举出了二路分频的每倍频程衰减12分贝和18分贝的自举式阻容分频器，其中RC可以先假定一个，然后再求出另一个，方法很简单。例如，设分频点为800赫，设计每倍频程衰减18分贝的网络元件: 先选定电容值C，设C取0.02微法，于是就可以求出R值，R=\(\frac{1}{2πf}\)\(_{0}\)C=1;2π×800×0.02×10\(^{-}\)6≈10千欧。R／2=5千欧，2R=20千欧，2C=0.04微法，C／2=0.01微法。
应该注意的是，在实际电路中，因为还有管子的偏流电阻R\(_{a}\)和Rb，所以在高音频道中可利用R\(_{a}\)和Rb作为滤波电路所需要的2R。因为B\(_{+}\)是交流地电位，故应使Ra和R\(_{b}\)的并联值凑到等于2R，例如当2R需要20千欧时， Ra‖R\(_{b}\)可有35K‖47K,45K‖36K,60K‖30K等各种组合，可视管子的工作电流调到合适而定。在低音通道中，Ra和R\(_{b}\)对滤波电路来说是不需要的，因为它们有降低滤波特性的作用。因此Ra和R\(_{b}\)的阻值要尽量取大一些，以减小它们对滤波回路的不良影响。最好和前级直接耦合，省去Ra和R\(_{b}\)。至于射极跟随器的输入阻抗，因比2R高得多，故略去不计。
这种分频器要实行三路分频时相当于把二套不同分频点的二路分频器重合起来。图12是三路分频的例子，其中低中音分频采用了每倍频程衰减18分贝，中、高音分频采用了每倍频程衰减12分贝。当然，还可以有其它各种衰减特性的组合。由于改变电阻电容比较简单，所以还可以做成能改变几个分频点的分频器，应用起来就更方便。
不论哪一种分频，计算只是初始的工作，都需要经过实地调试，除了有条件时最好用仪器测量电声分频特性外，最终都要靠主观试听来判断效果，例如检查各频道扬声器的功率分配和频率分配是否合适，音质是否良好等，从而作些必要的调整。分频网络除了具有衰减特性外，还具有相移特性，即滤波器输出端的信号和输入端信号相比，相差了一个相位角。图13给出了在不同衰减情况下的一组相移特性，纵座标代表相移角度，横座标代表频率变化，可见，如果采用每倍频程衰减12分贝的分频网络，高通滤波器和低通滤波器输出端之间的相位角θ就常相差180度，也就是反相的。而在分频点f\(_{0}\)处，因两路滤波器输出信号幅度相等，相位相反，于是相互抵消，形成一个深谷，就降低了声音。此外，当使用二只以上的扬声器时，必须使各只扬声器的纸盆在同一瞬间都朝同一方向振动，以免声波互相抵消而损坏音质。因此，要按照图14所示电路用一节干电池，任意固定电池的正极或负极，再将另一电极断续接触放大器的输出端，用手指轻轻贴在扬声器纸盆上，利用手指的感觉判断出纸盆是向里还是向外振动，然后调整扬声器引线或分频网络的引线，使得各扬声器纸盆振动方向一致就行了。（文尚）
