OCL是英文output capacitorless的缩写，意思就是没有输出电容。这种电路是一种直接耦合功率放大电路，是近年来在OTL（即无输出变压器）功率放大电路基础上发展起来的。因为它比OTL电路稳定性高、保真度好，所以在国内外高品质的功率放大器中应用日益广泛。本文着重讲讲这种电路的简易设计经验，以对业余爱好者制作、调试时提供方便。
OCL电路的特点
关于OCL电路的详细原理，本刊以前有关文章中已讲得不少，这里不再多加分析，只讲讲有关电路的特点及其元件的作用。典型电路见图1。它的特点是负载扬声器与电路直接连接，中间省掉了隔直流用的输出电容器。为此，采取了正负对称电源，差动放大输入等相应措施，使电路输出端的直流电位为零伏，从而实现了电路内部直到负载扬声器的全直接耦合。
图1电路共由七个晶体管组成。BG\(_{1}\)、BG2是差动放大输入级，BG\(_{3}\)是激励级，BG4～BG\(_{7}\)是复合互补输出级。信号通过C1输入到BG\(_{1}\)基极，经放大后，由BG1集电极输出，并送往BG\(_{3}\)再一次放大。BG3的集电极输出端接有NPN型的BG\(_{4}\)和PNP型的BG5，利用不同极性晶体管的互补作用，来实现推挽放大所需的“倒相”工作。BG\(_{4}\)与功率较大的BG6接成复合管，BG\(_{5}\)也和功率较大的BG7接成复合管。由它们共同完成近似于乙类的单端推挽功率放大任务。由于BG\(_{4}\)—BG6与BG\(_{5}\)—BG7的复合方式不同，复合后，两者的参数便有差异，工作时也不会完全互补对称，所以我们把图1电路称为“准互补对称推挽电路”。这种电路不需要专门的PNP—NPN配对大功率管，只要一对同极性的普通大功率管就行了，因此适合我国目前的晶体管情况。
由于本电路没有输入、输出变压器，全部采用直接耦合，因此，可施加很深的负反馈以改善电路性能。图1中，交流信号的负反馈是由放大器输出端通过R\(_{7}\)、C5与R\(_{6}\)、W1所组成的分压器（C\(_{3}\)对交流信号可视为短路）加到BG2的基极，调节W\(_{1}\)可改变反馈量，达到校正放大器增益的目的。如果对电路增益调整要求不高，W1可不用，只靠换用不同数值的R\(_{6}\)来调整增益就可以了。直流负反馈是通过R7加到BG\(_{2}\)基极上的（C3对直流等于开路），反馈量很大，再加上差动放大器本身具有很高的稳定性，便可保证各部分电路能稳定工作。
调节W\(_{2}\)可确定功放管的工作点。个别装制时，W2也可改用适当的固定电阻。利用二极管D\(_{1}\)、D2正向导通时的稳压特性和热敏电阻R\(_{15}\)的负温度系数，可以稳定电路的工作点。这是因为，当电源电压变化时，只要二极管两端电压稳定，提供给功放级的基极偏流也就能大致不变；如果环境温度升高，热敏电阻R15的阻值就变小，促使功放管基极电流下降，于是集电极静态电流就不致因温度升高而升高。这种综合补偿效果较好，成本也较低。
R\(_{12}\)和C7用来校正相移，使负载近于纯电阻。如果不加校正，扬声器的电感分量将使放大器的负载阻抗在高频时明显上升，并呈电感性。此时放大器的输出电流滞后于输出电压，如果放大器的高频开环增益很高，便很容易诱发出高频自激振荡。又由于负载为感性，输出晶体管的负载线便从直线变为椭圆形状，只要一出现高频自激，晶体管的工作点便有越出安全工作区的可能。即使电路不发生自激，在放大幅度大的猝发信号时，也会由于电感性负载而使输出晶体管出现过压现象，从而损坏晶体管。
电路中加进C\(_{4}\)和C6，主要是为了抑制高频自激振荡。由于放大器的电压增益大部分从BG\(_{3}\)得到，因此在BG3的c—b结之间接上C\(_{4}\)，产生高频负反馈，便可降低放大器的高频增益，破坏高频自激的幅值条件。但从整个反馈环来看，C4接入后，高频相位更加滞后，所以在反馈回路中加进了C\(_{6}\)，进行超前补偿，以破坏高频自激的相位条件。
其它元件的作用是：C\(_{1}\)是输入电容器。R1是输入接地电阻。由于BG\(_{1}\)的基极对地电压很低，只有零点几伏，当C1采用电解电容器时，就需要接入R\(_{1}\)来保证C1两端直流电压的极性。这是因为R\(_{1}\)接入后，C1左端通过R\(_{1}\)接地，其直流电位为零伏，这就保证了C1右端电位总高于左端电位。R\(_{2}\)是BG1的基极电阻。R\(_{4}\)、R5分别是BG\(_{1}\)、BG2的集电极电阻。加入R\(_{5}\)的目的是使检测时更方便些，将它短路不用也可以。R8、C\(_{2}\)组成滤波及退耦电路。R10和偏置电路的几个元件共同构成BG\(_{3}\)的集电极负载。R9是隔离电阻，C\(_{5}\)是自举电容，它们使功率放大复合管的输入由共集组态变为共射组态，并能提高正向输出幅度。R14、R\(_{17}\)分别是BG4、BG\(_{5}\)的发射极电阻，它一方面使BG4、BG\(_{5}\)维持一定的工作电流，另一方面也有助于减少BG6、BG\(_{7}\)的漏电流，增加其击穿电压值，提高电路稳定性。R11的作用是为了增加BG\(_{5}\)的输入阻抗，使准互补复合管两臂输入阻抗不一样的缺点得到补偿。R13、R\(_{16}\)分别是BG6、BG\(_{7}\)的发射极电阻，起电流负反馈作用，使工作点更稳定。
设计方法
一、决定电源电压OCL电路要求正负对称的电源。设满载时每边电压的绝对值为E\(_{C}\)，EC与放大器最大输出功率P\(_{omax}\)、负载电阻RL之间的关系为：E\(_{C}\)=\(\frac{1}{η}\)\(\sqrt{2P}\)omax·R\(_{L}\)。式中η为电源利用效率，一般在0.6～0.8之间，它与大功率晶体管的材料、饱和压降的大小有关。一般说来，锗管的η比硅管高。管子的饱和压降小，选用的发射极电阻小、扬声器的阻抗高时，η也可取高一些；最大输出功率Pomax是指放大器在不过载（即不“削顶”）的情况下能输出的最大功率，通常它为额定输出功率P\(_{o}\)的1.5～2倍。
二、输出级（BG\(_{6}\)、BG7）的计算
1．在输出功率最大时，晶体管的c—e结之间除了承受电源电压E\(_{C}\)外，还叠加了一个其峰值接近于EC的信号电压。所以BG\(_{6}\)、BG7承受到的最大反压为：U\(_{ce7max}\)＝Uce6max≈2E\(_{C}\)。
2．选取发射极电阻R\(_{13}\)、R16。R\(_{13}\)、R16过小，稳定作用差，过大时又会消耗过多的输出功率。所以常取R\(_{13}\)=R16=（0.05～0.1）R\(_{L}\)。
3．BG\(_{6}\)、BG7的集电极电流峰值为；i\(_{c6max}\)＝ic7max。=E\(_{C}\)／（RL+R\(_{13}\)），它是选择晶体管的一个条件。其直流成分为：Ic6max=I\(_{c7max}\)=ic6max/π，可供设计电源时参考。
4．为了克服乙类放大器的交越失真，BG\(_{6}\)、BG7应有适应的静态电流I\(_{o}\)，大功率放大器Io选20～30毫安，功率较小时可选几毫安。
5．单个晶体管的最大集电极功耗为；P\(_{c6max}\)=Pc7max=0.4062P\(_{omax}\)+EC·I\(_{o}\)≈0.2Pomax+E\(_{c}\)·Io。式中前一项是动态最大功耗，它约发生在40％最大输出功率的时候。后一项是静态功耗。
6．根据管子的极限参数来选择BG\(_{6}\)、BG7。要求BG\(_{6}\)、BG7的BV\(_{ceo}\)＞Uce6max，I\(_{cm}\)＞ic6max，P\(_{cm}\)＞Pc6max，并按h\(_{FE}\)的大小配对使用。
三、互补管（BG\(_{4}\)、BG5）部分的计算：
1．先计算BG\(_{6}\)、BG7的输入电阻。R\(_{i6}\)=hie6＋（1＋h\(_{fe6}\)）R13，R\(_{i7}\)=Ri6。大功率硅管的h\(_{ie}\)一般在10欧左右。
2．决定R\(_{14}\)、R17。为了使BG\(_{4}\)、BG5的输出电流大部分能注入BG\(_{6}\)、BG7的基极，一般选R\(_{14}\)=R17=（5～10）R\(_{i6}\)。
3．求平衡电阻R\(_{11}\)。要使EG5的输入电阻与BG\(_{4}\)的输入电阻相等，必须使R11＝R\(_{14}\)·Ri6／（R\(_{14}\)＋Ri6）。
4．求BG\(_{4}\)、BG5的集电极电流峰值和最大集电极功耗：当考虑到BG\(_{4}\)、BG5分别与BG\(_{6}\)、BG7复合，它们所承受的最大反压同样为2E\(_{C}\)，并且考虑到R14、R\(_{17}\)的分流作用和晶体管内部带来的损耗时，可以近似认为ic4max=i\(_{c5max}\)=(1.1～1.5)ic6maxf\(_{fe6}\)，Pc4max=P\(_{c5max}\)=(1.1～1.5)Pc6max;h\(_{fe6}\)。
5．根据管子的极限参数选择BG\(_{4}\)、BG5。其条件为：I\(_{cm}\)＞ic4max；P\(_{cm}\)＞Pc4max；BV\(_{ceo}\)＞2EC。BG\(_{4}\)、BG5需按h\(_{FE}\)的大小配对。为了使它能与hFE较小的功率输出管相配合，I\(_{cm}\)、Pcm的余量应取大些。（待续）（李应楷）