晶体管小信号低频放大电路设计（续）

对于C\(_{2}\)，由于发射极电阻Re的数值不同而有不同要求。一般R\(_{e}\)取2千欧～200欧，则

式中f\(_{L}\)的单位是千赫。

由（10）式可分别算出各级收音机适用的C\(_{2}\)为：三级机C2≈3.3～27微法；二级机C\(_{2}\)≈5～40微法；一级机C2≈7～53微法。

一般电路中，发射极旁路电容大多采用30～100微法。耦合电容和发射极旁路电容大多采用电解电容器。

低频放大器的上限频率主要取决于晶体放大管BG的输出电容和下级管子的输入电容并联之值（分布电容较小可忽略），以及管子的截止频率f\(_{β}\)。一般由于负载阻抗RL比较低，这些电容对音频信号的旁路作用可忽略不计。所以上限频率就决定于f\(_{β}\)。共发射极电路截止频率fβ，是指在β下降到低频β值的0.707时的频率。对于常用的小功率锗合金管而言，f\(_{β}\)≈8～10千赫，所以一般都能满足要求，我们在电路设计中就不去计算了。

下面介绍常用的小信号阻容耦合放大电路的设计方法。

已知：电源电压E\(_{c}\)，需要的功率增益Gp（K\(_{p}\)）；负载阻抗RL（即下级放大器的输入阻抗）；低频下限频率f\(_{L}\)。

设计要求：选管，计算电路元件R\(_{c}\)、R1、R\(_{2}\)、Re及C\(_{1}\)、C2、C\(_{3}\)。

设计过程：

1．选管：主要按满足G\(_{p}\)（Kp）的要求来选择管子的β。另外要考虑噪声小和稳定性好，因此管子的I\(_{ceo}\)（反向饱和电流）和NF（噪声系数）应尽量小些。在满足K\(_{p}\)的前提下，最好选β＜150的管子，否则工作不稳定。管子的击穿电压要求是BVceo≥E\(_{c}\)。

2．决定R\(_{c}\)及静态工作点：Rc的选取应满足G\(_{p}\)（Kp）的要求。I\(_{co}\)应从兼顾噪声和非线性失真来考虑，不宜过大过小。为了使动态范围最大，失真最小，应使静态工作点位于负载线的中点，使集电极电压的摆幅上下对称。考虑了RL以后，晶体管所加电源电压将是等效电源E\(_{c}\)′，负载阻抗Rc将变为等效阻抗R\(_{c}\)′。这时管子将按交流负载线工作。根据等效电源定理可知 （参看上海复旦大学编《半导体线路》一书60页）：

这样，交流负载线中点对应的电压和电流将为：

根据已知的K\(_{p}\)和所选管子的β及Ri，可求出交流负载R\(_{c}\)′，

由此可求得直流负载为

再将已知的E\(_{c}\)、RL及求出的R\(_{c}\)代入（11）、（12）式，即可定出静态工作点。

3. 决定R\(_{e}\) 由于IeR\(_{e}\)≈IcR\(_{e}\)≈(0.05～0.3)Ec，故

4．决定R\(_{1}\)和R2：由于R\(_{1}\)、R2对交流而言是并联在输入端的，故不能太小，否则输入信号要被旁路掉一部分，因此

一般晶体管R\(_{i}\)≈(0.5～3)千欧，故

同时应满足

由此可选择R\(_{1}\)和R2之阻值。

5．决定耦合电容C\(_{1}\)、C3和发射极旁路电容C\(_{2}\)：由上面分析及（9）、（10）式可取C1≈C\(_{3}\)≈5～20微法；C2≈30～100微法。

设计举例：设计一个三级半导体收音机用的低频小信号放大器。给定电源电压E\(_{c}\)=6伏，功率增益Gp=30分贝，R\(_{L}\)=1.3千欧。

1．选管：选常用低频小功率锗三极管3AX31D，从手册可查得有关参数如下：h\(_{ie}\)（输出端短路时的共发电路输入阻抗，hie≈R\(_{i}\)）为（0.5～4）千欧；hfe（β)=30～150；f\(_{β}\)≥8千赫；BVceo≥12伏；设所用管子h\(_{fe}\)（β）=50，Ri=1.3千欧。

2．决定R\(_{c}\)：因为要束GP＝30分贝，即K\(_{p}\)=1000倍，由（13）式得

故R\(_{c}\)≥RLR\(_{c}\)′/(RL-R\(_{c}\)′)=1300×520/(1300-520)=870欧，取系列值2千欧，这样Ico可以较小些。确定静态工作点：

3. 决定R\(_{e}\)：假定IcR\(_{e}\)=0.1Ec，由（15）式得

4. 决定偏流电阻R\(_{1}\)、R2：由（16）式得

因为β=50，I\(_{co}\)=2.1毫安，所以

由（17）式得

5．决定耦合电容C\(_{1}\)、C3和发射极旁路电容C\(_{2}\)：由于三级机低频下限频率为fL=300赫，C\(_{1}\)≈C3≈4.1微法，取10微法（耐压6伏）；C\(_{2}\)≈3.3～27微法，取30微法（耐压3伏）。

放大器的电原理图如图3所示。

这种放大器具有增益高、稳定性好、频率响应宽等优点，在收音机、录音机、电视机、扩音机等设备中得到了广泛应用，其电原理图如图4所示。

图中C\(_{1}\)是输入耦合电容；C2是输出耦合电容;C\(_{3}\) 是BG2的发射极旁路电容；R\(_{1}\)是BG1管集电极负载电阻;R\(_{5}\)是BG2管的发射极稳定电阻；R\(_{6}\)是BG1的并联负反馈电阻和偏流电阻；C\(_{4}\)是串联负反馈的隔直流电容；R3C\(_{5}\)是BG1和BG\(_{2}\)之间的电源退耦滤波电路。

这种电路的增益基本上相当于两级阻容耦合放大器。因为BG\(_{1}\)的等效负载电阻是BG2的输入电阻R\(_{i}\)与R1并联之值，当不考虑负反馈时（即把反馈网络C\(_{4}\)、 R7切断），BG\(_{1}\)的功率增益（设R1>>R\(_{i2}\)，Ri2≈R\(_{i1}\)）为：

BG\(_{2}\)的功率增益（设R4>>R\(_{L}\)）为：

两级功率总增益为

两级电压总增益为：

两级电流总增益为

这种电路的直流稳定性好，主要是由于它有较深的直流负反馈，可以自动维持稳定的直流工作点，其稳定过程简述如下。

假设由于某种原因（如温度升高）使BG\(_{1}\)集电极电流增加，由于集电极负载电阻R1的压降增大，使BG\(_{1}\)集电极负电压降低（即向正值靠近）。而BG1的集电极与BG\(_{2}\)的基极是直接耦合的，故BG2的基极负电压也向正值方向增大，从而使BG\(_{2}\)集电极电流减小。BG2的发射极负电压也降低。因为BG\(_{1}\)的基极偏置电压是通过R6从BG\(_{2}\)发射极上取出的，故BG1的基极负电压也降低，使BG\(_{1}\)集电极电流减小。这个过程用符号表示即

因此，直接耦合放大器具有较好的直流稳定性。为了消除由R\(_{6}\)引入的交流负反馈而使增益降低，在BG2发射极对地之间加入一个较大的电解电容器C\(_{3}\)。

另外，由C\(_{4}\)、R7、R\(_{2}\)组成了交流串联电压负反馈，它的作用是改善失真和频响，但同时也降低了电路的增益。负反馈的原理简述如下。

当输入一个正弦波信号V\(_{s}\)，并假定它的相位在时间t时如图4所示，BG1基极端为正半周，由于V\(_{be1}\)与Vce1反相变化，BR\(_{1}\)集电极电压对地为负半周。 Vbe2与V\(_{ce2}\)也是反相变化的，故BG2集电极输出电压在时间t时对地是正半周。通过C\(_{4}\)、R7加到BG\(_{1}\)发射极电阻R2上的电压V\(_{f}\)对地也是正半周。由图4可知，BG1的基极——发射极间所加信号电压实际等于V\(_{f}\)与Vs串联相加，而两者的相位相反，所以V\(_{f}\)起了削弱Vs的作用。反馈电压V\(_{1}\)是由BG2输出端通过R\(_{7}\)、R2分压得到的，它与输出电压成正比，与输入电压反向串联加到BG\(_{1}\)的基极与发射极之间，所以称为“电压串联负反馈”。

当放大器具有较深的负反馈时，它的增益几乎与基本电路元件的参数无关，仅仅决定于负反馈量（反馈深度），即决定于反馈网络的元件的参数。

图4电路的电流增益不变，仍为

电压增益为

功率增益为

这种放大电路的设计比较复杂，这里暂且不谈了。

这种放大器在收音机中多用于音频推动级。由于变压器可以改善放大器与负载的阻抗匹配，所以它能获得较高的功率增益；又因变压器绕组的直流电阻小而交流阻抗大，所以它能扩大放大器的动态范围。但是，它也有缺点，如变压器的引入使放大器的频率相位特性变差，不宜加较深的负反馈，否则容易使放大器工作不稳定。

变压器耦合放大器的电路如图5所示。图中C\(_{1}\)为输入耦合电容。C2为发射极旁路电容。R\(_{1}\)、R2分别为上、下偏流电阻。R\(_{3}\)为发射极电阻。当末级功率放大器为单管甲类放大时，变压器次级只有一个绕组。末级功放为乙类推挽放大时，变压器次级有两个绕组。在末级为推挽放大时，二管的输入电阻分别为Ri1和R\(_{i2}\)（在晶体管手册中可查）。

变压器耦合放大器和阻容耦合放大器，两者不同之处是工作点和负载线考虑方法不一样。晶体管BG的集电极负载电阻（交流负载）应是次级折算到初级的等效交流阻抗。由变压器的基本知识可知，变压器的匝数与初、次级阻抗（即Z\(_{1}\)、Z2）之间有如下关系：

以末级为乙类推挽放大器为例，因为推挽二管是轮流工作的，所以对信号的任意瞬间而言，只有一个功放管的输入电阻接入次级绕组。因此折算时只计算次级线圈的半边。设接在两半边绕组上的两个功放管的输入电阻分别为R\(_{i1}\)、Ri2，假定R\(_{i1}\)=Ri2＝R\(_{ip}\)，初级所接阻抗Z1为R\(_{L}\)，故

式中：N\(_{1}\)为初级绕组匝数；N2为次级绕组总匝数；R\(_{L}\)为BG管集电极交流负载阻抗。

应当指出，在BG管的输出特性曲线族中作交流负载线时，Q\(_{O}\)点对应的电压就是电源电压Ec，这是由于变压器初级绕组N\(_{1}\)的直流电阻很小，晶体管的集电极电压就等于电源电压的缘故，如图6所示。因此，输出电压的峰-峰值可达电源电压的两倍，在考虑晶体管的耐压时，必须注意使BVceo≥2V\(_{cm}\)=2Ec。

由单管阻容耦合放大器的计算，我们对电流、电压增益可推出相似的结果（只算到变压器的初级），即

考虑了变压器的变压比，折合到变压器次级得：

如考虑变压器的效率η\(_{T}\)后，Kp要减小(小功率变压器η\(_{T}\)=0.7～0.8）

式中：η\(_{T}\)＝P2／P\(_{1}\)，P2为变压器次级输出功率；P\(_{1}\)为变压器初级输入功率。

放大器的最大正弦波输出功率（详见后面计算部分）为：

折合到变压器次级的最大正弦波输出功率为：

当电源电压E\(_{c}\)、下级晶体管输入电阻Rip、要求的功率增益K\(_{p}\)和下级要求的激励功率P2决定之后，我们就可以着手计算电路参数。

1．静态工作电流：BG管集电极电压以Q\(_{o}\)为中心，以Ec为振幅而摆动；集电极电流以Q\(_{o}\)为中心，以Ico为振幅而摆动。因此电路的最大正弦波输出功率为

由于R\(_{L}\)=Ec/I\(_{co}\)，所以

由此可见，要使P\(_{1}\)最大和失真最小（即Vc和I\(_{c}\)的正负摆幅对称），静态工作点Qo应取在负载线的中部。

由（33）式得I\(_{co}\)=2P1／E\(_{c}\)，考虑变压器效率ηT后，

2.集电极峰值电流I\(_{CM}\)，假设集电极电流摆幅正负对称，则最大动态时

选管时，所选晶体管的最大电流必须大于此值，即I\(_{CM}\)>Icmax。

3．集电极峰值电压V\(_{cmax}\)：根据前面分析，

晶体管的耐压必须大于此值，即BV\(_{ceo}\)＞2Ec。

晶体管最大功耗必须大于此值，P\(_{c}\) max＞Pc。

4．交流负载R\(_{L}\)：根据电源电压Ec和末级激励功率P\(_{2}\)可得

5．功率增益K\(_{p}\)：折合到变压器次级，即将

6．变压器参数计算：末级功放管的R\(_{ip}\)可查出。变压器匝数比为

考虑到η\(_{T}\)后，

初级电感量为

式中：f\(_{L}\)为低频下限频率，单位赫。

设计举例；设计一个变压器耦合激励级，电源电压为6伏，末级推挽功放输出功率P\(_{o}\)为500毫瓦（采用两只3AX81B），低频下限频率为fL=200赫；G\(_{p}\)＞30分贝。

1．静态工作电流I\(_{co}\)：一般乙类推挽放大器的功率增益约20～30分贝，设为20分贝（即100倍），ηT=0.7。故激励功率为

为了留有余地，增加50％的过载量，P\(_{2}\)=10毫瓦。

2．集电极峰值电流：

3．集电极峰值电压

管子的集电极功耗

由此可选用PNP型锗小功率管3AX31B，该管参数为P\(_{cmax}\)=125毫瓦，BVceo=18伏，I\(_{CM}\)=125毫安，均大于上面各计算值，故管子合用。

4．交流负载R\(_{L}\)：

5．功率增益K\(_{p}\)：设3AX31B的β=50，由前面(3)式得

故K\(_{p}\)=β\(^{2}\)·（RL／R\(_{i}\)）·ηT=502×（1260／270）×0.7=8×10\(^{3}\)倍，约39分贝，可以满足要求，如不满足，可选用β更高的管子。

6．变压器计算；由3AX81B的输入特性求得R\(_{ip}\)≈100欧，故

变压器初级绕组电感量