互补对称功放电路工作点的稳定方法

互补对称推挽功放电路，和普遍推挽功放电路相比有很多优点，如省掉了输入、输出变压器，从而缩小了体积，降低成本，又能加深负反馈，减小失真，加宽频响，改善音质。但是，事物都是一分为二的。这种电路除了对管子和电源的要求比较高，调试较为复杂外，各级管子的静态工作点互相牵制而且随温度变化显著，在复合互补电路中更为严重。

图1是典型的复合互补对称推挽动放电路。BG\(_{1}\)是前置放大级。BG2是激励级。BG\(_{3}\)～BG6是复合互补功放级。这个电路最大输出功率1瓦；不失真功率800毫瓦（失真2％），消耗电流120毫安，频率响应100～7000赫。调试时调节R\(_{9}\)使A点电位为-4.5伏，调节R13使静态电流在10～15毫安。复合管的直流电流放大倍数H\(_{FE}\)＞20。将这个电路接到收音机的检波输出端即可放音。但在几小时工作之后或在高温+40℃的试验中，末级功放管的静态电流将成倍地增加，使电源损耗加大，甚至会烧毁管子。其原因是：

1．复合管的集电极反向饱和电流I\(_{CBO}\)的影响：管子的集电极电流IC=I\(_{B}\)HFE+I\(_{CEO}\)=IBH\(_{FE}\)+ICBO（1+H\(_{FE}\)），ICEO=I\(_{CBO}\)（1+HFE）为穿透电流，I\(_{CBO}\)是随温度上升而上升的，所以IC的大小决定于温度上升的程度。如一般锗管的I\(_{CBO}\)每上升9°～10℃增加一倍，假定在20℃时ICBO为2微安，温度升高至40℃时，I\(_{CBO}\)≈10微安，设HFE=50，则I\(_{CEO}\)将因ICBO的增加而从0.1毫安增加至0.5毫安，如20℃时定工作点I\(_{C}\)为1毫安，在40℃时IC则是l.4毫安了。由此可见，一般锗管40℃时的集电极穿透电流I\(_{CEO}\)将比20℃时的大4～5倍。末级功放管BG5、BG\(_{6}\)在满功率时的结温可能大于环境温度（40℃），这时它的穿透电流将更增大。同理，BG3、BG\(_{4}\)的穿透电流亦将随温度增加4～5倍，它在R14、R\(_{16}\)上的压降亦将增加，即VBE5+V\(_{R17}\)和VBE6＋V\(_{R18}\)增加，VR17、V\(_{R18}\)很小可忽略不计，故由于VBE5、V\(_{BE6}\)增加将使BG5、BG\(_{6}\)的静态电流增加。

2．激励级BG\(_{2}\)的电流变化的影响：在高温时，由于穿透电流变大而使IC2变大，从而在R\(_{13}\)、（R8+R\(_{12}\)）上的压降增大。由图1可知：

式中：V\(_{A}\)、VC为对地电压。由（l）式可知，当V\(_{R13}\)增大时，|VBE3|、|V\(_{BE4}\)|、|VR14|、|V\(_{R15}\)|都将增大，因而IC3、I\(_{C4}\)增大；VR14、V\(_{R16}\)增大，IC5、I\(_{C6}\)也增大。由（3）式可知，V（R8＋R\(_{12}\)）增大时，将使VC的负值下降，但此时V\(_{R13}\)也上升而使VC的负值上升，由于（R\(_{8}\)+R12）》R\(_{13}\)，故VC负值下降之值远远大于V\(_{C}\)上升之值，VC的负值总的说还是下降的。由（2）式可知，V\(_{A}\)的负值也下降，即中点电位负值下降。这就使波形下切，造成严重失真。例如，原调整好VA=-4.5伏，V\(_{C}\)=-4.8伏，输出信号波形上下对称，见图2a；当IC2升0.25毫安时，|V\(_{（R8＋R12）}\)|上升之值为（220＋3900）×0.25×10\(^{－3}\)≈1伏，若忽略VR13、V\(_{BE3}\)、VR14的电压变化，则V\(_{C}\)变为-3.8伏，VA变为-3.5伏，波形下切，不失真功率减小，见图2b。

在冬天或者-10℃的试验中，末级功放管的静电流显著变小，容易造成波形的交越失真（由于进入输出管特性曲线的下端弯曲区内），此时I\(_{C2}\)也会变小，VR13下降，更促使整机电流下降。同时，I\(_{C2}\)变小，|V（R8＋R12）|下降，V\(_{C}\)负值上升，VA负值也上升，中点负电位上升，输出信号波形上切，同样造成严重失真。图2\(_{C}\)是假定IC2下降0.25毫安时波形上切的图形。

综上所述，互补对称推挽电路的工作点是随温度变化而变化的。这种变化可能导致管子损坏，或者使输出电压波形交越失真严重，或者上下不对称。在收、扩音机中采用这种电路，不失真功率随温度变化而下降，声音难听。在半导体电视机的帧输出中采用这种电路，可能使锯齿脉冲逆程输出波形切头，从而使影像下端被压缩卷边。因此，必须在这种电路中采取一定的稳定工作点的措施，才能满足要求。

我们以图1电路为例来说明。其中采取了三项稳定工作点的措施：

1．发射极电阻法：在BG\(_{5}\)、BG6的发射极设置电阻R\(_{17}\)、R18，其数值越大，工作点越稳定，但它和负载扬声器串联，数值太大会损失输出功率，一般取0.5～5欧。在有些电路中，也有为了提高输出功率，不用这个电阻的。

2．基极偏置法：设置BG\(_{5}\)、BG6的基极偏置电阻R\(_{14}\)、R16，这个电阻用得越小，有效信号损失越大，I\(_{C3}\)、IC4越大，且由于R\(_{14}\)、R16对后级的分流作用大，I\(_{C5}\)、IC6越小。这个电阻取得合适，可以有足够的I\(_{C3}\)～IC6值，以改善交越失真。从稳定的角度看，R\(_{14}\)、R16值大了，对BG\(_{3}\)、BG4有直流负反馈作用，对稳定I\(_{C3}\)、IC4有利。但是，当BG\(_{3}\)、BG4的I\(_{CBO}\)增大时，IC3、I\(_{C4}\)增大，因而在这个电阻上的压降会大，VBE5、V\(_{BE6}\)大，IC5、I\(_{C6}\)大，末级功放管的稳定性就差；反之稳定性就好。R14、R\(_{16}\)一般取几十欧到几百欧数量级。图3是R14（R\(_{16}\)）和IC3（I\(_{C4}\)）、IC5（I\(_{C6}\)）的关系曲线。可以看出，当R14（R\(_{16}\)）增大到一定数值后，对IC3（I\(_{C4}\)）基本无影响，但IC5（I\(_{C6}\)）却是上升的。由于所采用末级复合管的HFE大小不一，从I\(_{C}\)=IBH\(_{FE}\)＋ICBO（1＋H\(_{FE}\)）来看，整机静态电流可能小，使交越失真大；也可能静态电流太大，损耗大。这时均可调整R14、R\(_{16}\)，以获得合适的工作点。

3．热敏电阻补偿法：由前面（1）式可知，若将V\(_{BC}\)之值稳定，使基本不变，那么激励级IC2的变化对功放级基本没有影响。

稳定V\(_{BC}\)最简单的方法是采用热敏电阻，如图1中的R13，它比一般的电阻有更大的负温度系数，即温度增高时，阻值变小；反之，温度越低，阻值越高。若I\(_{C2}\)不变，当温度升高时，R13阻值下降，V\(_{BC}\)下降，后级的电流下降，补偿了由温度升高而引起的后级电流的增大；若IC2也随温度升高而升高，V\(_{BC}\)本应增大，但由于R13值下降，V\(_{BC}\)的增大值不会太大，可能不变，也可能减小，这要看增大的IC2和下降的R\(_{13}\)乘积来定。假定此时VBC维持基本不变，那对后级基本无影响，对末级管由温度升高而引起的电流增大不能补偿，但也无不利影响。

要确定R\(_{13}\)的大小，必须首先确定IC2、V\(_{BC}\)的大小，IC2的大小是根据负载上输出电流、输出功率和末级功放管的电流放大系数的大小决定的。在复合互补电路中，对电源电压为4.5～9伏的电路，取I\(_{C2}\)为0.5～1毫安；9～15伏的电路取1～2毫安；15～24伏的电路取2～3毫安。VBC的大小由（1）式来定：B\(_{G3}\)为锗管，VBE3=0.1～0.2伏，BG\(_{4}\)为硅管，VBE4=O.5～0.7伏。V\(_{R14}\)由VBE5来定，约为0.1～0.15伏。V\(_{R15}\)可忽略不计。根据复合管的输入特性曲线和后级所需电流大小来调整VBC，一般V\(_{BC}\)=0.7～1伏，若IC2取1毫安，则R\(_{13}\)=700欧～1千欧。但在BG4为NPN型锗管时，V\(_{BE4}\)≈0.1～0.2伏，则VBC≈0.3～0.5伏。

在不用复合管的互补推挽电路中，通常互补管BG\(_{4}\)采用NPN锗管3BX31或3BX81，此时激励级IC2的电流将变大，一般在5毫安左右。如图4是一个四管低放电路，I\(_{C2}\)=6毫安，在R12上的压降为0.3伏左右，整机静电流约10毫安。调整R\(_{8}\)使中点电压为-3伏。这个电路的最大功率为300毫瓦，接到收音机检波输出端即可放音。BG3、BG\(_{4}\)的HFE大于100，前置级的I\(_{C1}\)约需1毫安。

图1单用热敏电阻的电路有一个缺点，例如在常温时R\(_{13}\)为1千欧，在低温-10℃时可变为3～4千欧，这个值接近BG2集电极负载电阻R\(_{12}\)，使集电极负载电阻加大一倍，促使IC2下降，虽然V\(_{Rl3}\)是上升的（因R13增大），但|V（R\(_{8}\)＋R12）|是下降的，且下降之值远大于V\(_{R13}\)上升之值，故中点负电位上升，波形上切，造成严重不对称失真。同时，C点和B点动态输出相差较大，从而使BG3、BG\(_{4}\)二管的激励功率相差很多而造成失真。为了避免这个缺点，我们常用热敏电阻和普通电阻并联来稳定VBC的电路，如图5。适当调节R\(_{串}\)、R并，即可调节V\(_{BC}\)，以满足后级静态工作点的需要。R串越大，R\(_{并}\)越小，Rt的作用越小。R\(_{并}\)、R串的数值要根据高、低温特性要求由实验决定。R\(_{串}\)可以为零，R并可以为无穷大。图6就是采用图5方法将图1改进后的部分电路，它在R\(_{13}\)上并上了R19，R\(_{14}\)、R16改为330欧，R\(_{串}\)为0。假定低温时Rl3由1千欧变为4千欧，接入R\(_{并}\)，即R19（5.1千欧），B、C两端的总电阻变为4×5.1／（4＋5.1）=2.2千欧，克服了单用热敏电阻的缺点。

此外，还可采用下列几种稳定方法。

4．二极管稳定电压法：为了得到较好的效果，应采用既能补偿又能稳定工作点的电路，同时在温度变化时基本不影响激励级集电极阻抗，常常利用二极管的负温度特性进行补偿，利用二极管的稳压特性来稳定后级电流。可以用一只或几只锗、硅二极管代替图1中的R13。我们知道，硅二极管（如2CP10～20）和锗二极管（如ZAP9～17）在一定的正向电流范围内有一定的正向电压，并且稳定在一定的范围内。图7是2CP10～20和2AP9～10的正向特性曲线。由图7（a）可知，在20℃2CP10～20的电流为0～10毫安时，其正向电压为0.7～0.9伏；温度升高，正向电压下降，反之，正向电压上升，具有负温度系数。例如，2CP10～20的电流为5毫安，在75℃时正向电压约为0.7伏；20℃时正向电压约为0.9伏；-50℃时正向电压为1.1伏。由图7（b）可知，在20℃2AP9～10的电流为0.01～4毫安时, 正向电压约为0.1～0.5伏，也具有负温度系数。显而易见，温度或电流变化时，硅管的稳压特性比锗管来得好，也就是说，硅二极管的补偿和稳定作用比锗二极管好。

如上所述，当图1中的互补对称管BG\(_{4}\)是NPN硅管时，VBC=0.7～1伏，可采用图8的补偿电路。其中图8（a）用一只2CP10，用R\(_{串}\)、R并调节V\(_{BC}\)，R串在0～200欧范围内，R\(_{并}\)在几百欧～1千欧直至无穷大；图8（b）是一只2AP10、一只2CP10串联组成的电路，R并调节VBC的大小；图8（c）是二只2AP10组成的电路；图8（d）是三只2AP10组成的电路。

例如，用图8（a）的办法将图6中的R\(_{13}\)、R19用一只2CP10和51欧电阻串联代替，R并为无穷大，二极管正极接B端，其正向电压为0.7伏，电阻51欧上的电压约为0.05伏，V\(_{BC}\)=0.75伏，也可调节此串联电阻的大小改变VBC的大小。

需要指出，在V\(_{BC}\)≈0.7～1伏时，图9（a）用一只2AP10加上R串组成的电路忌用，因为2AP10的正向电压为0.1～0.5伏，根据激励级BG2电流大小选择B\(_{串}\)必须为几百欧姆才能有所需的VBC值0.7～1伏，这样R\(_{串}\)比起2AP10正向电阻来说对VBC影响大，补偿和稳定效果都不好；实践证明，在高温时将使末级功放管损坏。当图1中BG\(_{4}\)是锗NPN管，如3BX31、3BX8l时，VBC=0.3～0.5伏，此时可用图10（a）的稳定电路，R\(_{串}\)在0～200欧之间，R并在几百欧～1千欧直至无穷大，由调整决定。要指出，在V\(_{BC}\)=0.3～0.5伏，图9（b）所示的电路忌用。因为2CP1O的正向电压一般在0.7伏左右，R并必须很小才能满足V\(_{BC}\)=0.3～0.5伏的要求。此时二极管电流将很小，实际起作用的是电阻R并了，所以稳定效果不好。

图11是采用NPN锗管并用图10（a）稳定电路的例子，R\(_{并}\)为无穷大，BG4也可用3BX81。输出功率大于2瓦；失真＜1.5％。调节R\(_{12}\)，使整机电流为10～15毫安，调节R9使中点电压为-6伏。将它接到检波输出端即可作为收音机的低放级。

5．热敏电阻和二极管混合使用法：如将图8、图10中的R\(_{串}\)、R并用相同数值的热敏电阻代替。图12就是采用这种方法。调节R\(_{19}\)使中点电压为-7.5伏，调节R24、R\(_{22}\)使整机静电流为10～15毫安。在常温时，R24=1千欧，BG\(_{4}\)的集电极电流基本上从二极管D和R22上流过，此时二极管上的电压V\(_{D}\)是一定的。但高到40℃时，R24减小到300欧，流过R\(_{24}\)的电流增大，流过二极管的电流下降，VD也下降。（待续）（郁志发）