低频放大电路（续）

低放部分要有足够的功率增益，但必须稳定，不能因环境温度变化或放大器输入电平的变化使输出受到很大影响，为此，图1（参看上期27页）电路中采取了两个措施。

1．采用电流串联负反馈提高放大器的稳定性；以推动级为例，在静态（即无信号输入）时，低放管BG\(_{4}\)发射极的旁路电容C28相当于开路（直流电流不能通过C\(_{28}\)），而发射极电阻R21又远大于R\(_{22}\)，所以只要先确定R20、R\(_{21}\)，然后调整R19，就可确定该级直流工作点，使I\(_{c4}\)=1.1～1.3毫安，其中R21就起到稳定直流工作点的作用。譬如，当环境温度升高时，引起BG\(_{4}\)管集电极电流增加一个ΔIc4（即增加一定数值），发射极电流可近似为I\(_{e4}\)≈Ic4，也将相应地增加一个ΔI\(_{e4}\)，并自下而上流过（R21＋R\(_{22}\)），产生压降ΔIe4（R\(_{21}\)＋R22），电压极性是下正、上负，使发射极电位V\(_{e4}\)下降；而基极电位Vb4是由R\(_{19}\)和R20的分压比所确定的，一旦直流工作点调定，分压比就不变，即V\(_{b4}\)亦稳定不变，故当Ve4下降时，相当于发射结b－e间的正向偏压Veb减小，引起基极电流I\(_{b4}\)减小，而Ic4=βI\(_{b4}\)，所以Ic4也减小，结果就被拉了回来，起到了温度稳定作用。

在动态（即有信号输入）时，旁路电容C\(_{28}\)相当于短路（信号交流电流通过C28遇到的阻抗很小），故R\(_{21}\)被短路不起作用，只有R22仍串在BG\(_{4}\)管发射极，我们可将该级电路交流工作状态简化成图3所示。其中VS为这一级的输入信号，即检波级送来的音频信号，管子的工作状态相当于在直流上叠加了一个交流信号，譬如当信号正半周时，使基极电位往正向升高，相应地发射结正向偏压减小，发射极电流随之减小，在R\(_{22}\)上的压降也就减小，发射极电位往正向升高；反之，当信号负半周时，发射极电位则降低。换句话说，在共e电路中，发射极输出电压与基极输入电压是同相的。图3中表明，在某一瞬间，输入电压VS的极性是上正、下负，经放大后信号电流在R\(_{22}\)上产生的压降VF的极性也是上正、下负的。对放大器输入端来说，V\(_{F}\)与VS是反相串接加到输入端b－e间的，即真正的输入电压V\(_{be}\)=VS—V\(_{F}\)，因而VF的作用是使输入信号减小，从而使放大器增益下降，我们叫这种反馈为电流串联负反馈。负反馈的作用虽然使放大器增益下降，但能使增益稳定。譬如，若有某种原因使V\(_{S}\)增加，则经放大后，在R22上产生的反馈电压V\(_{F}\)亦相应增加，由于两者极性相反，抵消了VS的增加，使输入电压V\(_{be}\)保持不变，起到了稳定增益的作用。显然，反馈电阻R22越大，负反馈就越深，增益就越稳定。当然增益也就更低了。所以一般R\(_{22}\)取得较小，稍微加上一点负反馈就可以了。

同样，推挽功放管BG\(_{5}\)、BG6共用的发射极电阻R\(_{27}\)（10欧），也兼有稳定直流工作点和稳定交流增益的作用，因功放级的静态和动态工作电流都较大，故R27不宜用得过大，一般总选用5欧或10欧电阻，否则将使放大器的功率增益下降太多。

2．采用热敏电阻进行温度补偿，以稳定直流工作点：由于推挽功放工作在大信号状态，其工作点的温度稳定性就特别重要，因而图1电路中除了采用上述R\(_{27}\)的电流串联负反馈外，还采用热敏电阻RT并联在偏置电阻R\(_{25}\)两端，进行温度补偿。

热敏电阻R\(_{T}\)具有负温度特性，其阻值随温度升高而减小。所以当环境温度升高、引起推挽管集电极电流IC增大时，由于R\(_{T}\)减小，使RT与R\(_{25}\)的并联值也随着减小，改变了偏置电路的分压比，使基极电位Vb向正方向升高，即发射结正向偏压V\(_{eb}\)相应减小，从而将Ic拉了回来。如果环境温度升高，R\(_{T}\)减小的作用能抵消IC的增大，这就实现了温度补偿。热敏电阻一般根据环境温度的要求，用实验的方法确定。由于热敏电阻的一致性较差，在大批生产中又不便仔细选配，因而很难百分之百地实现温度补偿，只能说对直流工作点的温度稳定性有所改善。在图1电路中，R\(_{T}\)可在150～360欧之间选配。

收音机的声音是否好听？主要取决于两个因素：第一是放大器的失真要小。因为从检波级送来的音频信号，其频率范围是很宽的，尤其在收听音乐时，低到几十赫，高到十几千赫，对于频率范围这样宽的音频信号，放大器的增益K应该是一致的，即对不同频率的信号都给以同样的放大，通常用所谓频率响应曲线来表示放大器的这一特性，如图4所示，这条曲线应该是平坦的；第二是喇叭的电声转换特性要好，即它的声压失真要小，无论低音、中音、高音都要能清晰地放出来。一般在便携式晶体管收音机中，由于所用喇叭口径较小，受到制作工艺方面的限制，其声压特性总不易做好，对于200～3000赫的中音区放音较好，而对低于200赫、高于3000赫的音频信号，放音就较差。因而一些高传真度的扩音机中，除了对放大器的失真要求较高外，还要求使用大口径的喇叭，以减小声压失真。此外，收音机的声音是否好听，与外壳的设计也有很大关系。那么为什么我们听一般便携式收音机时，对低音、高音的不足感觉并不十分明显？这是因为人的耳朵对中音最敏感，只要中音丰满一些，对高、低音的感觉就不会很灵敏。基于这种情况，便携式晶体管收音机的低放部分，其频响能做到200～3000赫就很不错了。

图4频响曲线的低端f\(_{1}\)处，是靠输入、输出变压器的初级电感来保证的。初级电感越大，对低音频f1的感抗也就越大，放大器的增益K也就越高，当然低音f\(_{1}\)就显得丰满。一般晶体管收音机用的输入、输出变压器，其初级电感可用公式L1=Ro／4f\(_{1}\)近似计算。譬如前面已计算得到，功放级的负载阻抗Ro=120欧。若放大器低端频响要做到f1=100赫，则要求输出变压器初级电感做到L\(_{1}\)=120／（4×100）=0.3亨, 即要求B6的初级电感L\(_{1}\)≥0.3亨才行。同样也可算出输入变压器的初级电感≥2.5亨。两个变压器的铁心均用截面积5×7毫米\(^{2}\)的D44号硅钢片。

由图4曲线可以看出，在频率高端f\(_{h}\)处，曲线开始往上翘，即产生了失真。这一方面是因为变压器初级感抗随频率升高而增大之故；另一方面是变压器漏感随频率升高其影响也越来越严重，使得漏感与线圈电容串联谐振，从而增益显著上升，产生严重失真；再加上用的喇叭口径小，声音本来就较尖，所以使收音机的高音较刺耳、难听。为此，图1电路中采用了两个措施来改善高音频响。其一是采用电压串联负反馈来削减高音：如图1中用R26与C\(_{31}\)并联，从喇叭音圈非接地端接到BG4管发射极电阻R\(_{22}\)上，与R22构成分压器，以产生反馈电压V＇\(_{F}\)。我们可将这一反馈电路的交流工作状态简化成图5形式。其中Vo为喇叭输出信号，VS为推动级的输入信号。如果输出Vo与输入V\(_{S}\)是同极性（即同相位）的，则分压的结果V＇F与V\(_{S}\)也是同极性的，但对放大器输入端b－e间来说，V＇F与V\(_{S}\)又是反相串联的，因而叫做电压串联负反馈。对输出Vo中的低音频来说，C31的容抗远大于R\(_{26}\)，两者并联值取决于R26，故与R\(_{22}\)分压的结果，得到V＇F=［Vo／（R\(_{22}\)+R26）]·R\(_{22}\)，而R26又远大于R\(_{22}\)，所以从R22上取得的低音频反馈电压是很小的；对Vo中的高音频来说，C\(_{31}\)的容抗就远小于R26了，两者并联值就取决于C\(_{31}\)的容抗，它与R22分压的结果，就使得一部分高音频得到反馈，因而削减了高音增益，使音质得到改善，如图4中虚线所示，将f\(_{h}\)处上翘的曲线拉平下来。显然，要使VF＇与V\(_{S}\)反相串联后加到放大器输入端，就必须注意接到喇叭上的那个头，一定不能接错，否则从输出端反馈回来的信号非但不能抵消了VS，而且反而更加强了V\(_{S}\)，即构成了正反馈，这就容易引起高音啸叫。碰到这种情况，只要将音圈接地头与音圈接反馈电路的头互倒一下就行了。

另外，图1电路中，还在B\(_{5}\)6的初级，分别并联电容C\(_{29}\)（3300微微法）和C32（0.01微法）。这两个电容都叫做高音补偿电容。这是改善高音频响应的又一措施。当频率升高时，变压器初级感抗逐渐增大，而并联电容的容抗却逐渐减小，补偿的结果，使高音处频响曲线稍为平坦些。如果我们让并联的电容与初级电感谐振在所要求的频率高端以上，就可利用谐振特性，使谐振频率以上的高音噪声都被急剧衰减，从而大大减小喇叭中可能出现的“丝、丝”噪声。并联在B\(_{5}\)初级的C29用得较小，是因为还想用它来滤除从检波过来的残余中频，以免产生寄生振荡。有一点要说明的是，如果低放电路中所加的负反馈已很深，这种高音补偿电容就不一定要加。有些低放电路中，在所加负反馈不很深的情况下，还加有像图1电路中虚线所示的两个数千微微法的电容，它们都分别从推挽管的集电极接到基极，使高音噪声直接反送到基极，因为相位与输入信号是相反的，所以这种负反馈对抑止高音频噪声，改善非线性失真也很有效。

图1电路采取了上述措施后，其低放非线性失真可以控制在4％以内，因而保证最大不失真功率输出时，非线性失真要求小于10％是不成问题的。

我们知道，在整流电路中，滤波电路是不可缺少的，必须用它将谐波成分滤掉，以减小整流输出的脉动。在收音机电路中，供电用的是干电池，应该说是较平稳的直流，为什么还要加滤波电路？例如图1电路中，不但在电池两端并联有大电容C\(_{33}\)，还加有R23、C\(_{3}\)0组成的滤波电路。这主要是为了消除寄生反馈的影响而加的。

以前，我们在分析放大器交流工作状态时，总是将电池内阻忽略的，即认为它是个理想电源，其内阻r\(_{0}\)＝0，因而当交流信号通过它时并不产生压降，电池正、负两端可以看作是交流同电位的。但实际上，任何一个电源都不可能没有内阻的，干电池也不例外，而且它的内阻随电池容量减小而增大。由于电源内阻的存在，在供电过程中，就要产生寄生反馈。我们可用图6对这一反馈过程作一简单说明：图中把内阻r0 画了出来。这样电池E\(_{C}\)便仍可作为理想电源考虑。当某一瞬间，功放管BG5有输出IC\(_{5}\)时，在电池内阻r0上就要产生交流压降I\(_{C5}\)·r0，其极性如图所示上正、下负。这一交流电动势叠加在一个理想的直流电源上，相当于都并联跨接到前面各级放大器输入端（图中仅画出了推动级和功放级），这种反馈叫做“寄生反馈”。图6中，各放大器输入端所标的电压极性是输入信号在这一瞬间的极性。由电压极性来看，由电池内阻产生的反馈电压I\(_{C5}\)r0与功放级输入信号极性是相反的，因而对功放级来说，构成了负反馈，其作用除了使放大器增益有所下降以外，并无其他坏处，只有好处。但对推动级来说，其极性与该级输入信号相同，构成了正反馈，这就要促使放大器工作不稳定，尤其当r\(_{0}\)随电池容量减小而增大时，寄生反馈加大，很易使放大器自激，在喇叭中出现“扑、扑”叫声。这是我们不希望有的，要想法排除。最简单的办法就是加电源滤波器，图1中C33的作用除使供电电压更平稳些以外，还使输出端有个交流通路，因为对音频交流电流来说，C\(_{33}\)容量大，其容抗很小；如果还产生些寄生反馈，则可借R23、C\(_{3}\)0滤波电路给予消除。R23、C\(_{3}\)0加在推动级与功放级之间，可以消除电源内阻r0产生的寄生反馈对推动级或推动级以前各级放大器的影响。如图7所示，我们可将R\(_{23}\)、C30看作是个分压器，对寄生反馈电流I\(_{F}\)来说，C30的容抗X\(_{C3}\)0很小，只要它的容抗远小于R23，分压的结果，在A点对地间的交流电压成分，即[I\(_{C5}\)·r0／（R\(_{23}\)＋XC30]·X\(_{C3}\)0就很小了，亦即消除了这一寄生反馈对推动级的影响。在实际电路中，滤波电阻R23也不能用得太大，因为它串联在供电回路中，太大了产生的直流压降也增大，电池损耗增加、效率降低，并使前级放大器工作电压降低，一般这一电阻在100～200欧间选用，滤波电容C\(_{3}\)0则尽可能用大些好，一般用50～100微法。

在六管以上的多波段收音机中，为了更好地消除这一寄生反馈，除了在功放级与推动级之间加有滤波电路外，在前级放大器间，根据需要还可以再加一节滤波电路，其作用原理是一样的。所有滤波电容器的耐压应根据电池电压E\(_{C}\)来确定，一般只要≥EC就不致击穿。（金国钧）