可控硅行输出电路

目前在晶体管电视机行扫描输出电路中，主要是采用硅高反压晶体管作开关器件，以供给行偏转线圈所需要的偏转电流，可控硅行扫描电路是用高频可控硅作这种开关器件。高频可控硅是一种新型开关器件，它具有功率容量大，导通时间快（小于2微秒）、关断时间短（小于3至4微秒）、可靠性高等优点。为提高电视机行扫描电路的可靠性，提供了一条新途径。近些年来，在电视接收机，特别是大屏幕、广偏转角的电视机中得到广泛的应用。

另外，用高频可控硅行扫描电路，还为制造底壳不带电的、无电源变压器的电视机提供了方便。

可控硅行扫描电路，由触发脉冲形成级和可控硅行输出电路组成。本文简单介绍高频可控硅行输出电路的原理。

高频可控硅行输出电路的原理电路图如图1。其中；L\(_{A}\)为行偏转线圈，其电感量要求在150微亨到250微亨范围以内，如不在此范围内，则需用行输出变压器变换其阻抗。CS称扫描电容，其容量约为几微法至十几微法之间。它的作用是隔直流，储藏能量和“S”形校正。扫描可控硅（SCR\(_{t}\)）和扫描二极管（Dt）轮流导通，组成扫描开关，从而在偏转线圈L\(_{A}\)中形成锯齿电流。电路中以上元件组成的部分和晶体管扫描电路相似，只不过用高频可控硅代替了晶体三极管作开关罢了。但是可控硅和晶体三极管不同，不能靠控制极上加负脉冲来截止它，因此在可控硅扫描电路中必须加一“换向回路”，以便在适当的时刻关断扫描可控硅。组成“换向回路”的元件有：换向回路的电容Ch，其值约为几万微微祛，视扫描电流幅度大小而定；电感L\(_{h}\)约为100至200微亨，调节其大小，可以改变扫描电流的幅度；换向可控硅（SCRh）和换向二极管（D\(_{h}\)）也是轮流导通，组成换向开关。对换向可控硅的要求和扫描可控硅略有不同，对其电流容量要求较高，关断时间可以稍长些（参见表一）。

为了使电源能量不断地送入扫描回路，还必须加一储能电感L\(_{e}\)，约为10毫亨左右，比偏转线圈和换向回路的电感均大许多倍。

图2是扫描电流i\(_{A}\)、换向回路电流ih和行反峰电压U的波形图。为了便于说明，我们按时间先后次序分段讨论电路工作原理（为了简便起见，这里只分析当电路到达稳定后的工作过程，而不分析开机后瞬间的过渡过程）。

先看扫描正程（即图2中的t\(_{0}\)至t5期间）。这时在逆程中存储在L\(_{A}\)和CS中的能量，由于扫描开关的闭合而形成谐振。由于C\(_{S}\)容量较大，其端电压近似不变，因此在LA中的电流近似为锯齿形。这段时间扫描回路的工作过程和晶体管扫描电路相仿。扫描正程又可细分为五段（参看图3）：

1．t\(_{0}\)至t1段（参看图3a）。扫描二极管D\(_{t}\)导通，储存在LA中的能量泄放，并给C\(_{S}\)充电，充电电流逐渐减小形成锯齿电流的负半段。

这期间换向二极管D\(_{h}\)仍导通，换向电流ih继续向C\(_{h}\)充电，在t1时刻，电流i\(_{h}\)过零（严格地说是当ih=i\(_{e}\)时），换向开关断开。

这期间由于换向开关闭合，直流电源+B继续向储能电感L\(_{e}\)充电，电流ie线性增长。

2．t\(_{1}\)至t2段（参看图3b），这期间扫描回路工作仍同前段，所不同的是由于换向回路电流i\(_{h}\)在t1时刻过零，换向二极管D\(_{h}\)断开，从而使整个换向开关关断。换向开关断开后，储能电感中的电流ie不能突变，于是便经换向电感L\(_{h}\)向换向回路电容Ch充电，充电电流随时间逐渐减小（即i\(_{e}\)减小），Ch上的电压逐渐升高。

3．t\(_{2}\)至t3段（参看图3c）。换向开关仍在断开。储能电感L\(_{e}\)中的电流ie继续向换向回路电容C\(_{h}\)充电。由于线性增长的扫描电流iA在t\(_{2}\)瞬间增至零值，于是扫描二极管Dt在t\(_{2}\)瞬间关断。还由于这时扫描可控硅控制极上的电压已经为正（后面再分析其原因），因此在t2瞬间扫描二极管D\(_{t}\)关断，扫描可控硅导通，扫描电流iA继续线性增长。

4．t\(_{3}\)至t4段（参看图3d）。由触发脉冲形成电路来的触发脉冲于t\(_{3}\)瞬间加至换向可控硅的控制级，使换向可控硅导通。这就造成：（一）将Le一端接地，直流电源电压+B加至L\(_{e}\)两端，使ie由下降转变为线性增长，电源的能量移至储能电感L\(_{e}\)。（二）将换向回路接通，电容Ch通过L\(_{h}\)放电，产生正弦形电流ih。由于L\(_{h}\)比Le小很多，所以i\(_{h}\)的变化将很快。这个电流将在t4瞬间上升到和i\(_{A}\)相等幅度。在这期间扫描回路电流iA仍继续线性增长，和前一段一样。

5．t\(_{4}\)至t5段（参看图3e）。在t\(_{4}\)瞬间以后，换向回路电流ih将超过i\(_{A}\)，流过扫描可控硅的电流小于其维持电流，使扫描可控硅在t4瞬间关断。由于i\(_{h}\)没有通路，便在Lh上感应很大的电压，使扫描二极管正向偏置，因此D\(_{t}\)在t4瞬间很快导通，扫描电流继续线性增长。到t\(_{5}\)瞬间ih下降到和i\(_{A}\)幅度相等，使扫描二极管Dt截止，整个扫描开关断开，扫描进入逆程。

在逆程期间，扫描开关是断开的，而换向开关则是导通的，这就使换向回路和扫描回路联成一个整体，i\(_{A}\)等于ih。由于换向开关闭合，储能电感L\(_{e}\)中的电流ie仍继续增长，电源中的能量不断移至L\(_{e}\)中。逆程可分为二段说明:

1．t\(_{5}\)至t6段（参看图4a）。由于扫描开关断开，L\(_{h}\)ChL\(_{A}\)和CS便形成一谐振回路。由于C\(_{S}\)容量较大，谐振频率基本上由LhC\(_{h}\)和LA的参数决定。在t\(_{5}\)至t6期间C\(_{h}\)被反向充电。至t6瞬间，电流i\(_{h}\)=iA=0, C\(_{h}\)上电压最高。

2．t\(_{6}\)至t0段（参看图4b）。自t\(_{0}\)瞬间开始，Ch便向L\(_{A}\)CS放电，将能量移至L\(_{A}\)和CS中，补充偏转及高压电路的能量损失。在t\(_{0}\)瞬间，LA两端电压和C\(_{S}\)电压抵消，并使扫描二极管Dt开始正向偏置。故自t\(_{0}\)开始，扫描二极管导通，扫描又开始进入正程，重复前面的过程。

我们知道，换向开关在t\(_{3}\)、t4至t\(_{1}\)期间导通，在t1至t\(_{3}\)期间截止。换向开关导通期间，换向可控硅（SCRh）阳极电压近似为零。而换向开关截止期间，则为高电位。图5为换向可控硅阳极电压波形。为了弄清时间关系，也画出了行反峰电压（即扫描可控硅阳极电压）波形，以供比较。换向开关截止期的高压可通过电感L\(_{e}\)耦合至扫描可控硅控制极，作为触发扫描可控硅的信号。

综上所述，归结成几点：

1．可控硅行扫描电路的能量传递过程，在换向开关导通期间，直流电源+B向储能电感L\(_{e}\)充电，电源的能量变成磁能储藏在Le中。在换向开关截止期间，因L\(_{e}\)中电流不能突变，其电流即向回路电容Ch充电。L\(_{e}\)中储存磁能的大部分又转换成电能储藏在Ch中。换向回路电容C\(_{h}\)两端电压经过换向回路谐振改变方向，在扫描开关截止期间向扫描电容CS和偏转线圈L\(_{A}\)充电，补充偏转线圈和高压电路中能量的损失。

在这里，换向电容Ch是关键。如果其容量大，则其中储能即多，可以供给偏转线圈和高压电路的能量亦大，偏转电流幅度亦大。由此可见，只要适当地选择C\(_{h}\)的容量，即可满足不同尺寸、不同偏转角的显像管所需要的偏转电流。一般47厘米彩色显像管所需Ch的容量约在0.05微法左右。

同样，如果维持电容C\(_{h}\)的容量不变，而设法改变其中储能，也能达到同样的效果。下面将要说明的高压稳定电路就是基于这个原理的。

2．可控硅行扫描电路中的扫描回路的工作过程虽然类似晶体管行扫描电路，但是也有很大不同。在晶体管行扫描电路中，“S”校正电容C\(_{S}\)上加有全部的直流电源电压。因此在晶体管行扫描电路中，加在开关器件上的行反峰电压是电源电压的8～10倍。如果电源电压为100伏（40厘米以上显像管常选用此值），则行反峰电压将达800至1000伏。行反峰电压较高是这种电路的缺点。而在可控硅行扫描电路中，扫描电容CS上所加的电压只有电源电压的一部分，其大小和换向回路电容C\(_{h}\)及其它元件参量有关。一般扫描电容CS上电压只有电源电压的1/5左右。这样，加在开关器件上的行反峰电压虽也为C\(_{S}\)上电压的8～10倍，但和直流电源电压相比，行反峰电压就只有直流源电压的二倍左右了。行反峰电压较低是可控硅行扫描电路的优点。

3．这里所用的可控硅是“不可关断的”高频可控硅。由于它不能靠控制极上加负脉冲关断，所以在构成扫描电路时必须有换向回路。而且为了关断可控硅，换向回路还必须流过大电流，其数值必须超过扫描电流i\(_{A}\)。这就使可控硅行扫描电路比晶体管行扫描电路复杂，功耗增加。这是它的缺点。但是，如果将这个电路用于无电源变压器的接收机中，矛盾就会转化。这个问题将另作介绍。

可控硅行扫描电路一般不采用行输出变压器的几次调谐的方法稳定高压，而采用专门的稳定电路，虽然电路复杂些，但可以达到较好的稳定效果。图6画出了一种常用的高压稳定电路。它包括晶体管BG\(_{1}\)、饱和电抗器B和一些阻、容元件。这个电路中，取样电压有两路来源，一路来自电源+B；另一路取自行反峰（自a点加入）。这样做的好处是使电路既能稳定由负载变动引起的高压变动，又能稳定由于电网电压不稳造成的高压波动。

取样电压经电阻（R\(_{2}\)R3R\(_{4}\)R5等）分压器和稳压管D\(_{W}\)后送至晶体管BG1的基极。当行反峰来到时，晶体管BG\(_{1}\)导通，导通的时间取决于行反峰的高低。

晶体管BG\(_{1}\)导通，饱和电抗器B控制臂中电流增长。而当晶体管BG1截止期间，控制臂即向续流二极管D\(_{1}\)放电。因控制臂电感量较大，二极管D1的正向内阻很小，故放电时间常数L/R较大。因此在饱和电抗器控制臂中流过一近似直流的电流，其大小由行反峰的高低决定。

饱和电抗器B是用E型铁氧体磁心绕成。图7是它的结构示意图。E型磁心中间臂绕有圈数较多的绕组，称为控制绕组，以L\(_{K}\)表示。在旁边两个臂上对称地绕有两绕组，称变感绕组，以LE表示。图中还画出了两个变感绕组的绕向和联接示意。这样联接后，当在控制绕组L\(_{K}\)中流过电流后，磁通在两个变感绕组上产生的感应电动势互相抵消。反之，当两个变感绕组中通以电流时，它们产生的磁通在控制臂中也是互相抵消的。因此只要两变感绕组圈数相等，绕向正确，则控制绕组与变感绕组间便设有耦合。

控制绕组的作用是控制E型磁心的饱和程度，因而能控制变感绕组的电感量。图8是饱和电抗器典型的控制曲线的形状，横坐标代表饱和电抗器控制绕组L\(_{K}\)中流过的电流IK的大小，纵坐标则表示饱和电抗器变感绕组电感量L\(_{E}\)。由图可见，当控制绕组LK中流过电流I\(_{K}\)较小时，变感绕组电感量LE基本不变（因此时磁心尚未饱和）。随着控制绕组L\(_{K}\)中电流IK的增大，磁心开始饱和，变感绕组电感量L\(_{E}\)开始下降。当LK中电流I\(_{K}\)很大时，磁心完全饱和，这时变感绕组的电感量几乎由磁心的空气隙决定，故LE几乎不随控制电流变化了。要达到较好的高压稳定效果，控制绕组的电流，应选在曲线的下降部分。调节图6中的R\(_{1}\)或R3的大小，可以改变控制绕组L\(_{K}\)中的电流。

由图6所示电路可见，饱和电抗器B的变感绕组L\(_{E}\)和储能电感Le并联（故这种高压稳定电路称为并联稳压电路），变感绕组L\(_{E}\)中将流过大电流。当饱和电抗器控制绕组LK中的电流I\(_{K}\)处在图8特性曲线的下降部分时，变感绕组LE中流过的电流还可能大到足以使饱和电抗器两臂饱和的程度。这时饱和电抗器的工作，便和前述L\(_{E}\)中流过小电流的情况，有所不同。下面就分析这种情况。

图9画出了饱和电抗器B的结构示意及外部连线。当饱和电抗器控制绕组流过电流时，由它产生的磁场用实线画在图9上。如果此电流大，就能使磁心两臂进入饱和状态。若这时饱和电抗器变感绕组中也流过较大的电流（它产生的磁场以虚线表示），则由图可见，饱和电抗器左边臂，两路磁场方向相同。互相叠加，就使左臂更加饱和，使左臂绕组的电感量比原来更低。反之，在饱和电抗器右边臂，两路磁场方向相反，互相抵消。这就使右臂饱和度降低。由于两臂情况不再相同，控制绕组和变感绕组就有了耦合。因控制绕组两端接了续流二极管D\(_{1}\)，正向内阻较小，故右臂变感绕组输入阻抗（二极管正向内阻反映到变感绕组两端）也很低。

由上述分析可见，如果变感绕组通以大电流，则变感绕组的阻抗将降低。不仅随控制绕组L\(_{K}\)中电流的增加而降低，而且也随变感绕组LE中的电流增加而降低。利用饱和电抗器的这一特性，便可稳定可控硅行扫描电路的高压。

由图6、图9可见，饱和电抗器变感绕组和储能电感L\(_{e}\)并联，而Le两端电压又有类似矩形脉冲形状（图5），由于饱和电抗器是一非线性器件，其变感绕组的阻抗随回流电流i\(_{f}\)增大而减小，所以流过饱和电抗器变感绕组的电流if就有类似三角波形状，如图10实线的形状（如果变感绕组的阻抗不随i\(_{f}\)的增大而减少，则if将为虚线形状）。为了弄清其时间关系，图10中还画出了储能电感两端电压波形，以供比较。流过变感绕组的电流i\(_{f}\)的波形有两个特点：（一）其平均值不为零。这是因为图6、图9中二极管D3存在的结果。由于D\(_{3}\)有如图6所示的方向，故电流if将有正的平均值；（二）这电流不仅具有较大的和比较尖锐的峰值，而且电流的峰值，还将随饱和电抗器控制绕组L\(_{K}\)中的电流IK的增加而增加。

由图6还可见，由于i\(_{f}\)的存在，将使换向回路电容Ch两端电压降低，其中的储能减少。由前述可控硅行输出电路工作原理可知,C\(_{h}\)中的储能改变，将改变扫描电流幅度和高压的大小。

综上所述，高压稳定电路的整个工作过程是：当因某种原因使高压改变，例如升高，将导致饱和电抗器控制绕组L\(_{K}\)中的电流IK增长。而I\(_{K}\)的增长，又将使if峰值增高，回流电流加大，这就使换向回路电容C\(_{h}\)中的储能减小。Ch中储能减小，就使高压降低，并大致稳定在某一范围内。

实践证明，并联的高压稳定电路稳压效果是好的。只要适当地选择饱和电抗器的参数和R\(_{6}\)的数值，就可以达到如下指标：当交流电网电压由180伏变至240伏时，扫描电路高压的变化小于10％；当电视机由最大亮度变至最小亮度时，高压变化小于10％。

并联的高压稳定电路的主要缺点是饱和电抗变感绕组和储能电感并联，因此回流电流i\(_{f}\)较大。为了保证电路可靠运行，就要选用较大尺寸的E型磁心作为饱和电抗器。（清工）