功率放大器（续）

单边甲类功放，虽然电路简单，失真小，但它的实际效率很难超过45％，所以只宜用于小功率输出。为了提高功放效率，满足大功率输出的需要，最好是让晶体管工作在乙类状态，即管子工作点选在I\(_{b}\)=0处，这样可使输出动态范围最大；但是，管子仅在信号的半个周期内导通工作，势必造成输出信号的极大失真，这是功率放大器所不允许的，因而总是采用双管推挽式的乙类功放电路，以克服这一缺点。

图3为典型的乙类推挽功放电路。从电路结构可以看出，它实际上是由两个单边功放并联组成的一个对称电路。其中B\(_{1}\)是次级绕组有中心抽头的输入变压器；B2是初级绕组有中心抽头的输出变压器；BG\(_{1}\)和BG2是两个型号、参数相同的晶体管。

在静态时，由于两管的型号、参数相同，静态工作点又都调整在I\(_{b}\)＝0处，所以两管集电极均只有穿透电流Iceo。输出变压器B\(_{2}\)的初级绕组是中心抽头的，所以BG1和BG\(_{2}\)的穿透电流Iceo1、I\(_{ceo2}\)流过B2初级的方向相反而量值相等，互相抵销，变压器铁心的直流磁化电流等于零，从而提高了变压器效率η\(_{B2}\)。这一点也比单边甲类功放要好得多。在甲类功放电路中总有IQ电流流过变压器初级绕组，使铁心磁化。

在动态时，信号V\(_{S}\)通过输入变压器B1耦合到BG\(_{1}\)和BG2，因为B\(_{1}\)次级绕组是中心抽头的，所以感应到次级后，两管基极上的信号是等值反相的，如图3所示。若某一瞬间，B1的次级上端为正，下端为负，由于两管的静态工作点都是调在截止状态，所以对PNP型管来说，只有在基极加负极性信号时，管子才能导通工作。如图3中，BG\(_{2}\)管处于导通工作状态时，BG1管截止，因而BG\(_{2}\)管某电极有放大了的信号电流ic2流过。过了这半个周期，变压器B\(_{1}\)次级上端变负，下端变正，这时BG1管导通，它的集电极回路有i\(_{c1}\)流过，而BG2管处于截止状态。这样，在信号V\(_{S}\)的一个周期内，前（正）半周，BG2导通、BG\(_{1}\)截止，有集电极电流ic2自下而上地通过变压器B\(_{2}\)的初级；后（负）半周，BG1导通，BG\(_{2}\)截止，有集电极电流ic1自上而下地通过变压器B\(_{2}\)的初级。这两个半波信号ic2和i\(_{c1}\)等值反相地在一个周期内加到B2的初级，在负载R\(_{L}\)上就得到了一个完整的不失真信号波形。这两个管子交替工作的情况，很像两个人拉锯子一样，一推一拉，推挽功放亦因此而得名。

为了描述两管交替“推挽”工作的情况，我们总是将两管的两组特性曲线相互倒置起来，如图4所示。因为两管均处于乙类工作状态，静态时I\(_{b}\)=0，所以这两组相互倒置的特性曲线在Ib＝0处（即I\(_{c}\)＝Iceo处）重叠起来。这样，直流负载线就是通过V\(_{ec}\)=Ec点、垂直于V\(_{ec}\)轴的一根直线，与Ib=0那根线相交于Q点，即为两管的静态工作点。

在动态时，由于输出变压器B\(_{2}\)的阻抗变换作用，使每一管的输出阻抗R＇C与负载阻抗R\(_{L}\)相匹配，即R＇C=n\(^{2}\)R\(_{L}\)，其中圈数比n=（N1／2）／N\(_{2}\)，因此，动态负载线是一条通过Q点、斜率为tg-1（1/R＇\(_{c}\)）的斜线。BG1、BG\(_{2}\)两管的型号和参数相同，所以在图4中，动态负载线以Q点为中点对称贯通两组特性曲线。在信号VS作用下（如图3电路所示），前（正）半周BG\(_{2}\)管导通，有ic2m、u\(_{c2m}\)输出，后（负）半周BG1导通，有i\(_{c1m}\)、uc1m输出，两个半波叠加起来就得到一个完整的放大了的信号波形。从图4图解还可计算放大器的输出功率和效率。

输出功率P的计算：如果我们忽略两管的饱和压降V\(_{es}\)和穿透电流Iceo影响，从量值来说，可认为i\(_{c1m}\)= ic2m≈I\(_{Q1}\)=IQ2，u\(_{c1m}\)=uc2m≈E\(_{C}\)，则可算得输出功率

从上式可以看出，输出功率恰好等于动态负载线与座标轴所构成的三角形面积，输出功率的大小则取决于电源电压E\(_{C}\)和R＇C（即负载R\(_{L}\)通过输出变压器B2反射到初级的输出阻抗）。

效率η的计算：从数学分析可知，半个正弦波的直流成分应该是它峰值的1／π（π=3.14），即放大器在动态工作时，每个管子的集电极电流直流成分为I-\(_{C2}\)＝I-C1＝（1／π）i\(_{c2m}\)=（1／π）IQ2，则两个管的集电极电流直流成分为I-\(_{C}\)=2I-C2=（2／π）I\(_{Q2}\)，所以电源供给两管的集电极直流功耗为

每一只管子的功耗为P\(_{C1}\)=PC2=1／2P\(_{C}\)≈0.14P，即只有输出功率的14％，比起甲类功放来，要小得多。但是，必须说明，上述分析计算都是指晶体管工作在最大动态范围的情况下，即最大不失真功率输出的情况。实际上随输入信号VS的强弱变化，推挽功放级不可能经常工作在这一满额状态（即ic1m不等于I\(_{Q1}\)，uc1m不等于E\(_{C}\)），这就要考虑到集电极电流、电压的利用系数K（K=ic1m/I\(_{Q1}\)=uc1m/E\(_{C}\)），K的大小直接影响放大器的效率η和集电极功耗PC。分析证明，当输出功率最大时，集电极功耗P\(_{C}\)并不是最大，而是当K＝0.636时，集电极功耗才是最大（Pcm＝0.406P，每个管P\(_{c1m}\)=Pc2m=0.203P）。因此，推挽输出的收音机或扩音机，音量没开足时，推挽管的功耗比音量开足时可能更大。在使用大功率输出的扩音机时，应尽量避免让扩音机在输出额定功率的36％的情况下工作，因为这时K=0.636，推挽管功耗最大。

若给定输出变压器效率η\(_{B2}\)=80％，电源EC=6伏，喇叭负载R\(_{L}\)=8欧，试计算输出功率P=100毫瓦的乙类推挽功放电路。

电路如图3所示。

（1）由于η\(_{B2}\)=80％，负载RL上要得到P=100mw的功率，必须使输出功率为P＇=P／η\(_{B2}\)=100／0.8=125mw。

（2）由于E\(_{C}\)=6伏，要满足P＇功率输出，需集电极输出阻抗R＇C=E\(^{2}\)\(_{C}\)／2P＇=62／2×125×10\(^{－3}\)=144Ω。根据R＇C可计算圈数比

（3）根据P＇=125mw，可算出每管集电极电流峰值为I\(_{Q2}\)＝2P＇／EC＝250mw／6V＝41.7mA；额定P＇功率输出时的直流功耗P\(_{0}\)=2／πECI\(_{Q2}\)=4/πP＇≈160mw；集电极功耗为PC=P\(_{0}\)－P＇=160-125=35mw，每管集电极功耗为PC1=P\(_{C2}\)=1/2PC=17.5mw；最大集电极功耗P\(_{cm}\)=0.406P＇=0.406×125≈51mw，每管的最大集电极功耗为Pc1m=P\(_{c2m}\)=1／2Pcm=25.5mw。

（4）推挽管最大集电极电压应按电源电压E\(_{C}\)的二倍来考虑，即BVceo≥2E\(_{C}\)。如图5所示，当BG2导通，BG\(_{1}\)截止时，BG2管的集电极电流i\(_{c2}\)在输出变压器B2初级产生的感应电压E\(_{C2}\)正好与电源EC同方向叠加到BG\(_{1}\)管上（从图4也同样可看出），而EC2的峰值又近似等于E\(_{C}\)，所以截止管BG1集电极要承受2E\(_{C}\)的电压。当BG1管导通、BG\(_{2}\)管截止时，BG2管也一样要承受2E\(_{C}\)电压。

根据上面的分析计算，可以选用3AX31或3AX71型低频小功率管。图3电路中，在输出变压器B\(_{2}\)的初级并联了一个电容器C1，这是为了改善放大器高频端的频响而加的。当频率升高时，电感支路的阻抗增加，而电容支路的阻抗却下降，使总的负载阻抗不因为频率升高而变化过大，从而改善了放大器高频端的频响。电容器C\(_{2}\)的作用，是作电源滤波用，使交流信号不通过电源，避免由于电源内阻造成的对各级的干扰。

有两种情况会造成失真：一是两管工作不对称，从图4可看出，这时会产生明显失真，因此要求推挽管的特性尽可能相同，主要是β值，愈接近愈好；二是由于晶体管的放大特性在小电流工作区存在严重的非线性，乙类推挽在小信号电流情况下工作时会造成波形失真，如图6所示，信号愈小，失真愈大，这种失真通常叫做交越失真。

为了减小交越失真，我们总是将推挽管的静态工作点取在乙类与甲类之间，如图3电路中调整R\(_{1}\)，给两管发射结加上很小的正向偏压（锗管＜0.2伏，硅管＜0.6伏），使静态IQ稍大于I\(_{ceo}\)。一般额定功率输出50～100毫瓦的收音机，IQ总是调到3～5毫安。这样做，实际上是使推挽管工作于甲乙类状态。（金国钧）