半导体三极管放大电路与电子管放大电路有许多相对应之处，但也有许多与电子管电路不同的特点。通常电子管是电压控制元件，而半导体三极管是电流控制元件。基于这一重要区别，在实际应用中，半导体管电路的耦合方式比电子管更多。本文介绍的复合半导体三极管，就是半导体管的一种特殊耦合方式。
什么是复合半导体三极管？
两个半导体三极管如图1a那样直接连接起来就可构成一个复合半导体三极管。对外电路来说，这一结构与单一半导体管（简称单一管）一样，有基极、发射极和集电极，可当做一个三极管来用（图1b）。BG\(_{1}\)的发射极电流即是BG2的基极电流，总基极电流是BG\(_{1}\)的基极电流，总发射极电流为BG2的发射极电流，总集电极电流为BG\(_{1}\)与BG2的集电极电流之和。
复合起来的半导体三极管具有许多单一管所没有的特性，用它可构成高输入阻抗放大器、电流增益高的带通放大器，等等。在这里，我们介绍这种复合管的一些特性供读者参考。为了叙述方便起见，下面把构成这种复合管的普通半导体管称为构成管。
复合管的电流放大系数
首先讨论复合管的共基极电流放大系数。根据定义，半导体三极管的共基极电流放大系数（请参阅本刊1964年第11期“半导体三极管的基本电路和特性参数”一文）
式中ΔI\(_{c}\)为集电极电流变化量，ΔIe为发射极电流变化量（以下BG\(_{1}\)、BG2两管各极电流分别以下标1、2表明）。
在图2中，设构成管BG\(_{1}\)，BG2的共基极放大系数为α\(_{1}\)，α2，则有
α\(_{1}\)=ΔIc1ΔI\(_{e1}\)=ΔIc1;ΔI\(_{b2}\)
α\(_{2}\)=ΔIc2ΔI\(_{e2}\)=ΔIc2;ΔI\(_{e}\)
而复合管的共基极电流放大系数为
α=\(\frac{ΔI}{_{c}}\)ΔIe
因为ΔI\(_{c}\)=ΔIc1+ΔI\(_{c2}\)，ΔIe2=ΔI\(_{b2}\)+ΔIc2
及ΔI\(_{e1}\)=ΔIb2=(1-α\(_{2}\)）ΔIe2
=（1-α\(_{2}\))ΔIe
α=\(\frac{ΔI}{_{c}}\)ΔIe=ΔI\(_{c1}\)+ΔIc2;ΔI\(_{e}\)
=\(\frac{ΔI}{_{c2}}\)ΔIe2+ΔI\(_{c1}\);ΔIe2
=α\(_{2}\)+(1-α2)\(\frac{ΔI}{_{c1}}\)ΔIe1
=c\(_{2}\)+α1(1-α\(_{2}\))
所以复合管的共基极电流放大系数为
α=α\(_{1}\)+α2-α\(_{1}\)α2 （1）
从上式可以得出下列简要结论：
第一，复合管的共基极电流放大系数非常接近于1。例如，设构成复合管的两个面结合型低频管的α\(_{1}\)=α2=0.96，则复合管的α，按式（1）为0.998。目前还难以制造α值如此近于1的面结合型低频管。
第二、复合管的α极为稳定。当外界条件使构成管的α\(_{1}\)及α2有较大变化时，复合管的α仅作微小变动。例如，BG\(_{1}\)及BG2的共基极电流放大系数同时从0.96降为0.90时，则由公式（1）知，α仅从0.998降为0.99。前者的相对变化达6.2％，而后者仅为0.8％。显然复合管要稳定得多。
第三、复合管的共基极截止频率f\(_{α}\)比其构成管要高。当输入构成管的信号频率达到它的截止频率fα1时，BG\(_{1}\)与BG2的α值降为低频时的1\(\sqrt{2}\)，即0.96;2=0.681（从上述），而这时复合管的α，按公式（1），为0.898。要使α降为低频时的1\(\sqrt{2}\)即0.998;2=0.70,与之相应的α\(_{1}\)=α2=0.45，远比0.681为小，对应于此值的运用频率f\(_{α}\)显然比fα1要高得多。复合管f\(_{a}\)的提高，对于常用低频管来说是很有意义的。从图3可以看出这一关系。
现在再看一看复合管的共发射极电流放大系数。此系数的定义是
β=\(\frac{ΔI}{_{c}}\)ΔIb。
（参阅本刊1964年第11期“半导体三极管的基本电路和特性参数”一文）
在图4中，设BG\(_{1}\)与BG2的共发射极电流放大系数分别为β\(_{1}\)与β2，则有
β\(_{1}\)=ΔIc1ΔI\(_{b1}\),β2=ΔI\(_{c2}\);ΔIb2
而复合管的
β=\(\frac{ΔI}{_{c}}\)ΔIb=ΔI\(_{c1}\);ΔIb1+\(\frac{ΔI}{_{c2}}\)ΔIb2
从图4知ΔI\(_{b}\)=ΔIc11+β\(_{1}\)
代入前式，便得复合管的共发射极电流放大系数为
β=β\(_{1}\)+β2（1+β\(_{1}\)）
=β\(_{1}\)+β2+β\(_{1}\)β2 （2）
通常β\(_{1}\)、β2远比1为大，因而有
β≈β\(_{1}\)β2 （3）
由公式（2）或（3）可以看出：
第一，复合管的共发射极电流放大系数比单一管要高得多。仍以前述α\(_{1}\)＝α2=0.96的构成管为例，它们的
β\(_{1}\)=β2=0.961-0.96=24>>1。
按公式（3）计算，复合管的β≈600，远较β\(_{1}\)＝24为大。事实上，也还难以制造具有β值这样大的半导体管。
第二，复合管β值的稳定性较差。从公式（3）可知，当β\(_{1}\)及β2各有1％的相对变化时，β约有2％的相对变化。
第三，复合管的共发射极通频带比其构成管为窄。因为当输入信号频率提高时，β\(_{1}\)与β2还没有降到低频时的1/\(\sqrt{2}\)以前，复合管的β已降为低频时的1/2了。从公式（3）可以看出，此时β\(_{1}\)与β2的值，约为其低频值的\(\sqrt{1}\)/2≈1/1.2，显然与此值相对应的频率f\(_{β}\)比fβ1要小一些。对于一般的低频音频放大来说，其频带的变窄是有限的，截止频率仍在音频范围之外，故影响不大。
共集电极接法的电流放大系数与共发射极接法的相同。
输入阻抗
1．共基极接法的输入阻抗 在图2中，设构成管BG\(_{1}\)及BG2的共基极输入电阻分别为R\(_{sr1}\)及Rsr2，则输入信号电压变化量ΔU\(_{1}\)=Rsr2ΔI\(_{e}\)＋Rsr1(1-α\(_{2}\)）ΔIe，因此，复合管的共基极输入电阻为
R\(_{sr}\)=ΔU1ΔI\(_{e}\)=Rsr2+(1-α\(_{2}\))Rsr1
通常α\(_{2}\)≈1，故Rsr≈R\(_{sr2}\)，即复合管的共基极输入阻抗与单一管的相近而稍大，一般为几十欧左右。
2．共发射极接法的输入阻抗 设构成管的共发射极输入阻抗为R\(_{sr1}\)与Rsr2，根据图4可有ΔU\(_{1}\)=(Rsr1ΔI\(_{b}\)+Rsr2ΔI\(_{b2}\)），因为ΔIb2=（1＋β\(_{1}\)）ΔIb，故得复合管的共发射极输入阻抗为
R\(_{sr}\)=Rsr1+（1＋β\(_{1}\)）Rsr2
一般β\(_{1}\)远比1大，因而Rsr≈β\(_{1}\)Rsr2，即复合管的输入阻抗比单一管的约大β\(_{1}\)倍。通常Rsr2为几百欧到千欧左右，根据β\(_{1}\)值的不同，复合管的Rsr可从几千欧到几十千欧。复合管共发射极输入阻抗的增大，消除了单一管输入阻抗小的困难，有利于它在电路中的直接连接，并可避免对于电路其它部分（例如检波器）的不良影响。
3．复合管的共集电极电路 用共集电极复合管构成的发射极输出器的电路示于图5。通常单一管半导体电路的输入阻抗总是较小，即使是接成共集电极电路也不能提高很多，远较电子管电路为低，对外电路有不良影响。复合管的共集电极电路则能克服这一困难，并且具有极低的输出阻抗。
如图5所示，复合管发射极输出器的输出端阻抗基本上是R\(_{e}\)与Rfz的并联值，记为R\(_{o}\)。用Rsr1与R\(_{sr2}\)分别表示BG1及BG\(_{2}\)的共发射极输入阻抗时，复合管的输入阻抗即为Rsr=\(\frac{ΔU}{_{1}}\)ΔIb=R\(_{sr1}\)+(1+β1）R\(_{sr2}\)＋(1+β1）(1+β\(_{2}\)）Ro
设β\(_{1}\)=β2，当R\(_{o}\)在几百欧以上时可得
R\(_{sr}\)≈（1+β1）\(^{2}\)R\(_{o}\)
单一管共集电极电路的输入阻抗约为（1＋β\(_{1}\)）Ro，显然复合管要比它大得多，实际上可达几百千欧到兆欧数量级，这样高的输入阻抗，可与电子管电路的相比，是单一半导体管电路所不能实现的。（全为民）