在实际电路中，一般功率放大级多用推挽放大电路，它能够在失真较小的情况下，得到较大的输出功率和较高的转换效率。而推换放大器之所以能够作到这一点，主要是因为电路的对称性，能够抵消电子管放大器所产生的非线性失真。它的原理如图1所示。这种放大器要求放大器的两个电子管特性一样，并要求加到两个电子管栅极上的激励电压u\(_{g1}\)，ug2是对称的（振幅相等，相位相反）。也就是说，当加到电子管G\(_{1}\)栅极上的电压处于正半周时，而加在电子管G2栅极上的电压处于负半周，两者相位相差180°，振幅要保持相等。
这就给我们提出了一个问题，如何得到这样的振幅相等和相位相反的两个对称电压，用来推动推挽电路。
要获得这样的电压，实际上并不困难。我们做一个图2所示的变压器，令其次级线圈有一中心抽头即可。如果我们在初极侧加上一个交变电压u\(_{1}\)，那么，在次级就感应一相应的交变电压u2。在某一瞬间，我们假定次级线圈的1端为正，2端为负，亦即端子1上，有一个对0端为正的电位u\(_{2}\)/2，在端子2上，有一对0端为负的电位-u2/2。两者之间，振幅相等，而相位相反。
现在我们把这个变压器接入如图3所示的电路，变压器的初级作前级放大器的负载，次级的两端分别接到推挽放大器的两个管的栅极上，中心抽头接地。当前级有交流信号时，在次级就得到两个对地振幅相等，相位相反的激励电压，加到推挽放大器的两个栅极上。这样就满足了我们上面所提出的要求。这就是用变压器把放大器从单端转换成推挽的电路。
但是，由于变压器电路具有价贵和频率特性不佳等缺点，一般在小功率推挽放大器上，用得较少。另外人们还研究出一些利用阻容耦合方法来实现推挽激励的电路，即所谓倒相电路。
倒相电路的种类较多，我们只就倒相电路的原理，介绍几种简单的倒相电路。
分负载倒相电路
这个电路是把电阻耦合放大器的负载电阻，分成相等的两部分。如图4，一部分R\(_{1}\)接在屏极电路中，另一部分R2接在电子管的阴极电路中。这两个电阻的中点是地电位（通过电源），因此叫作分负载倒相电路。
当加在G\(_{1}\)栅极上的信号电压为正的一瞬间，电子管的屏流（指交流成分，以下同）ia的方向如图所示，这个电流流过R\(_{1}\)时，使得R1上1点对地的电位是负的，即输出信号与输入信号之间的相位相反。但是接在阴极回路中的电阻R\(_{2}\)上的电压却不然，当栅极上有正信号电压时，流过R2的i\(_{a}\)使得R2上2点对地有一正电位。反之，当G\(_{1}\)栅极上的信号电压为负时，R1上1点对地的电位为正，而2点对地为负。因而，2点与1点对地的电位总保持相位相反。我们把1点的电信号通过耦合电容接到推挽放大级G\(_{2}\)的栅极上，把2点的信号，通过耦合电容接到G3的栅极上，那么，在这两个栅极上就出现相位相反的激励电压。由于R\(_{1}\)和R2相等，两个电压的振幅也相等。这样，就满足了推换放大器所提出的要求。
但由于电阻R\(_{2}\)是G1的阴极输出电阻，呈现在R\(_{2}\)上的输出电压，同时又是该电子管的输入电压，于是R2上的交流信号电压通过地端加到它自己的栅极上，形成负反馈。这个反馈电压又是整个放大器输出电压的一半。因而这是一个很深的负反馈，使电路的放大倍数大大降低，不超过2倍。负反馈，深的电路有一个比较重要的优点，它有较好的传真度，即使是在栅极上有一个较大的负偏压，使得倒相电路的工作点处在特性曲线的弯曲部分，负反馈也能消除由此而产生的非线性失真。
这种电路的缺点是：由于阴极和灯丝之间的分布电容，以及阴极电路和屏极电路的对地分布电容不同，这些电容对电阻R\(_{1}\)及R2上的电压起着不同的旁路作用，因而，在高音频时，两电阻上的电压不再相等，破坏了输出电压的对称性。
虽然有上述缺点，由于它有较深的负反馈，而减小了失真，电路也比较简单，再加上只是在高音频时，不平衡现象才显得严重，而在一般情况下，并无严重影响，所以目前这种线路应用得还比较广泛。
分压式倒相电路
上述电路美中不足之处，是对电压放大倍数的影响特大。我们现在介绍一种放大倍数较大的、叫做分压式的倒相电路。这种电路由两个电子管组成，如图5。电子管G\(_{1}\)用作一般放大，叫作放大臂，电子管G2用作倒相，叫作倒相臂。
当输入信号电压处于正半周时，电子管G\(_{1}\)的栅极上有正信号，由于放大器的输出电压与输入电压的相位恰好相反，因此在电子管G3栅极上出现一负电压，也就是在电阻R\(_{g3}\)上对地而言有一个负电压。把G1的输出电压从R\(_{x}\)的上端A点处抽出一部分加到电子管G2的栅极上，于是，加在G\(_{2}\)栅极上的电压也是负的。这个电压经G2放大后倒相180°，所以G\(_{2}\)屏极上有一正信号电压。因而，G4栅极输入电阻R\(_{g4}\)上对地而言有一正电压，它与Rg3上的电压的相位恰好相反。于是我们就得到了两个相位相反的电压。
如何使这两个相位相反的电压保持振幅相等呢？也就是怎样来决定分压电阻R\(_{x}\)的大小呢？
R\(_{x}\)的阻值是由电子管G2的放大倍数决定的。假如R\(_{g3}\)上的电压是34伏，电子管G2的放大倍数又等于34倍，为了使R\(_{g4}\)上的电压也等于34伏，必须给G2的栅极加上1伏的电压，也就是等于R\(_{g3}\)上的电压的\(\frac{1}{34}\)。因此Rx应为R\(_{g3}\)的1;34。如果R1为33KΩ，R\(_{x}\)应为1KΩ。
这种电路没有像分负载倒相电路那样的负反馈，因而保持了较大的放大倍数，可得到较大的输出电压。
但由于增加了一个倒相臂，不可避免地，在交连电路以及极间存在着分布电容，这些电容必然使音频的高频段产生相移，于是就产生了不平衡现象和引起失真，这种现象越是在高音频，就越显著，因此这种电路也不可能在整个工作频段内保持平衡。
自动平衡式倒相电路
这种电路是分压式倒相电路的改进，电路基本相同，也分为放大臂与倒相臂两部分。它和分压式倒相电路的主要区别是，增加了一个自动平衡电阻R\(_{自}\)，如图6所示。
下面我们分析一下R\(_{自}\)是怎样起自动平衡作用的。
当输入信号为正时，电子管G\(_{1}\)的屏流，从G1的屏极到阴极入地后经由两条通路回至屏极，一条是经过R\(_{a1}\)，另一条是经过R自、R\(_{g3}\)，耦合电容C3，如图6所示。这时的信号电压地端为正，A点为负。由于电子管C\(_{2}\)栅极上的电压是从R自上抽取的，此时栅极上电压为负，这是因为它的屏流方向如图6所示。从图中可以看出，屏流的一条通路是经过C\(_{4}\)，Rg4，R\(_{自}\)入地，它流过R自的方向和i′\(_{a1}\)相反。由于这两个电流以相反的方向流过R自，就起着相互抵消的作用。当i'a1较大时，则加到C2栅极上的信号电压就增高，于是i′\(_{a2}\)也增大，抵消了i′a1的增加。反之，当i′\(_{a1}\)减小时，加到G2栅极上的信号电压也必然减小，于是i′\(_{a2}\)也就减小，只保持R自上的电压不致减小，这就自动维持了G\(_{1}\)和G2两管输出电压的基本平衡。图5中G\(_{2}\)的屏流i′a2是经R\(_{g4}\)直接入地，不流过Rx，因而不能起到这种平衡的作用。
这里应该指出的，是R\(_{自}\)上的电压幅度绝不能等于零。若R自上的电压等于零，则G\(_{2}\)栅极上的输入信号就等于零，C2的输出也等于零了。从理论上讲，只有在R\(_{自}\)上的电压等于零时才是真正的平衡，所以这种电路不能作成真正平衡的。为了保持R自上有一部分电压，我们必须调整R\(_{g3}\)和Rg4，使其存在一些很小的不平衡现象。R\(_{g4}\)比Rg3约小6％左右。R\(_{自}\)的数值一般取相当于Rg3或R\(_{g4}\)的一半即可。
由于有一部分电压在R\(_{自}\)上互相抵消，所以放大倍数受到一些损失。
但由于这种电路能自动保持平衡，调整起来比较方便，电路也比较简单，所以目前应用较广。（琳田）