今天的广播技术和电声技术已经进入了高保真度的时代，一般无线电技术发达的国家都在积极研究失真极小的新型放大器。对于这类新型放大器的要求是：放音频率范围应由30周到20000周，输出变化小于0.5分贝；失真系数在额定输出功率时小于0.7％；保证有足够的功率，使推动电压达到峰值时仍无可觉察的失真；此外还要求交流哼声很小，信号噪声比很高。利用目前的收信放大电子管和高低音调节线路，在理论上是基本上能达到以上要求的，困难在于放大器的最后一关——输出变压器。
大功率高保真度的放大器，一般用具有很多优点的推挽电路，但较旧式的推挽电路在一个较宽的频带上的保真度和稳定度却主要决定于输出变压器的质量。首先，它不容易做到有足够大的电感量，使音频的较低部分受到很大限制；而又由于它的杂散电容和漏感，使音频的较高部分又受到很大影响。此外还因为变压器本身为一非线性元件，对于不同频率会产生不同的相移，且频率愈高相移也愈大，因此不能充分利用负回投以改善放大特性。最后，变压器还要消耗较多的材料，效率低损耗大。
要克服上述的困难，只有两条路可走：或完全取消变压器；或是采用新的电路以使用结构简单而又没有上述弊病的变压器。前者即所谓“单端推挽”电路，后者即“反向并联”电路，也叫做“并联推挽”电路。
“单端推挽”电路在本刊已有专文介绍过，这里不再详细讨论（请参阅1958年第一期“介绍单端推挽放大器”一文）。其原理图如图1a，如果将其中一只电子管的极性掉换一下，再把电源和负荷的位置对掉，即可得出老式的推挽电路（如图1b）。两种电路的电流方向如图中所示。由于单端推挽电路两只电子管在交流万面是并联的，所以它的匹配阻抗R\(_{L}\)降低到老式推挽电路的1／4。
在这种所谓“无铁的”输出级中，扬声器实际上是跨接在两管联接点和V\(_{2}\)阴极之间的，由一个电容器隔断电子管和扬声器之间的直流，因此可用一个高压电源（如图1c）。在这种线路中，末级所提供的全部交流功率都加到扬声器上而没有额外的消耗。单端推挽的缺点是要求用较高的屏压，一般在300伏以上（两管串联）。虽然有些电路只用200多伏，但这时电子管的放大能力并没有充分发挥，白白牺牲掉一部分可利用的功率，因而不适用于扩大器中，所以单端推挽电路只用于高品质的收音机上。
利用“反向并联”电路可以避免上述缺点。“反向并联”电路的原理图如图2所示，只要把图1（a）中的V\(_{2}\)和U2的极性和位置都掉换一下就可以变成这种电路。这种电路中两个电子管的直流电路是串联的，而交流电路则是反向并联的（如图2）。它的匹配阻抗也只有老式推挽放大电路的1／4。这种电路可用高阻抗扬声器，也可经过一只自耦变压器接到低阻抗扬声器上。
由于自耦变压器只需一个线圈，避免了分层绕制的困难；而又因“初”“次”级耦合较紧，漏感很小。又由于R\(_{L}\)上无直流通过，容易获得较大的电感。因此避免了设计放大器时在变压器上遇到的许多困难问题。
反向并联电路使用自耦变压器时，其输出功率和一般的推挽电路的输出功率相同。这一点由下面的分析可以看出。设E为加在变压器绕组两端的电压，I为通过变压器的交流，则变压器两端承受的功率W=EI。若不计变压器的损失，则输出功率也应该等于W。因此通过音圈的电流I′=W/αE,其中α为变压器的圈数比。设变压器的损耗为W\(_{T}\)，则I′=(W-WT）／αE，则加在扬声器上的功率即为W′=W-W\(_{T}\)＝αEI′。与一般推换电路的输出功率相同。
反向并联电路的实例如图3所示（原材料载于德国“无线电与电视”杂志）。由图看来，这种电路需要两套独立的高压电源部分，但因这种电路可以自动消除交流哼声（见图3中箭头所示），滤波可以简化，实际装置时所需费用并不比一个采用大滤波电容器和扼流圈的全波整流级贵。所以不能算它的缺点。
如图3所示，两个电源供给部分都没有直接底盘，音频输出电压是经过两个直流电源的（分别经过C\(_{12}\)和C13）。根据文献记载这张线路经过装试后，证明交流哼声并不灵敏。有两档高压线圈的变压器，可拿一般五灯机的高压线圈分开它的中心抽头分成两个线圈代用。
输出变压器可用最经济的变压器，接在末级输出管V\(_{3}\)V4的两阴极之间，接扬声器的抽头可多抽几个，以便配接不同阻抗的扬声器。输出管用两只EL84，类似于国产6П14П，特性略有差别，可直接换用。
倒相级用一只高放大因数（μ=100）的双三极管ECC83（类似于国产管6Н2П）。前级的输出信号加在ECC83左半边一个三极管Ⅰ的栅级；右半边Ⅱ的栅极经C6接成栅极接地线路，由Ⅰ的阴极电流控制。C\(_{6}\)用5000微微法，这样在R13上低音频会产生负回授作用衰减低音，C\(_{6}\)过大则会使低音过强在低音范围内产生振荡。右一半Ⅱ的负荷电阻为200K＋5％，比左一半Ⅰ的负荷大5％，使输出电压对称。
倒相级采用了适当的正回授。ECC83的Ⅰ和Ⅱ两半的屏极负荷电阻R\(_{1}\)0和R14，对交流讲是分别经过C\(_{12}\)和C13接在自耦变压器两端，并经过变压器的半个线圈接到底盘的。因此Ⅰ和Ⅱ的屏流各流过半个变压器线圈，它们的相位正好分别和V\(_{3}\)、V4的屏流交流成分相同，正回授作用就由此产生。采用正回授后，可以提高倒相级的增益以产生足够的推动电压，并由此加深负回授使能进一步改善音质。根据文献记载这种线路工作极其稳定。
倒相管的Ⅰ和Ⅱ两部分共用一个阴极电阻R\(_{11}\)而供给栅偏压。但未跨接旁路电容器，因此产生电流负回授作用。
放大器的主要负回授作用是由输出端回到输人端的负回授环路产生的，因而包络三级。负回授电压由输出变压器的A点和中心抽头间取得，经过R\(_{2}\)0而加到V1的阴极电阻R\(_{5}\)上。两个输出管各以输出电压的一半作负回授。这样得到的负回授程度较深，因此即令在输出极大时，失真仍不会太大。
前级放大用EF86，阴极电阻R\(_{4}\)也不用电容器旁路，因此可进行电流负回授。
上述线路特性曾用矩形波测试过，证明放大器能极真实地放大整个音频范围的信号，据文献记载，其频率响应为30—20000周，±2分贝。在推挽放大器上测量结果表明频率响应为30—20000周，±0.2分贝（1000周时），失真系数（800周）：小于0.5％（推动电压最大时），输出功率为12.5瓦，输出灵敏度小于350微伏。
上述仅为这种电路的一个实用例子，其实有不少的高保真度放大器都采用了这种电路。（贺玉生）