看了本刊第5期“平衡交流声的输出电路”一文，其中用电桥平衡条件来推出输出变压器抽头两边的圈数比\(\frac{N}{_{1}}\)N2=\(\sqrt{Ri;R}\)，我认为是错误的，特提出来请大家指正。
按照原文的图1、图2，说是当电桥平衡时，输出端即无交流声电压，由此推出：\(\frac{N}{_{1}}\)N2=\(\sqrt{Ri;R}\)（见原文）。初看似乎是对的（当然没有考虑扬声器的反射阻抗也不对），其实此时输出变压器铁心内交流电流所产生之磁通是不能互相抵消的，如所周知：
E\(_{1}\)＝4.44fN1Φ\(_{1}\)……………………（1）
E\(_{2}\)＝4.44fN2Φ\(_{2}\)……………………（2）
式中E\(_{1}\)、E2为原文输出变压器抽头线圈N\(_{1}\)、N2两边的交流声电压，f为交流声频率，Φ\(_{1}\)、Φ2为磁通，由（1）、（2）两式得
当电桥平衡时： E\(_{1}\)=E2，
∴N\(_{1}\)Φ1=N\(_{2}\)Φ2………（4）
但：N\(_{1}\)≠N2
∴Φ\(_{1}\)≠Φ2，不能互相抵消。即输
出变压器铁心内仍有交流磁通存在，次级线圈上仍有交流声电压，扬声器上仍有交流哼声，并没有达到平衡交流声的目的。真真的平衡条件应当是：
N\(_{1}\)I1=N\(_{2}\)I2……………………（5）
即由交流电流所产生的激磁安培圈数相同时，铁心内的交流磁通才能互相抵消，才能达到平衡交流声的目的。令把原文图2的等效电路画成如附图，设交流声电压为e，由于次级扬声器反射阻抗与输出变压器初级电感量L\(_{1}\)的阻抗通常小于Ri很多（如6V6，R\(_{i}\)= 50000欧，RL即扬声器的反射阻抗为5000欧，L\(_{1}\)一般在8－10亨之间，对于100周的交流声说，以8亨计算，也只有5000欧，两者并联只有2500欧），因此可略去不计，
I\(_{1}\)＝e／Ri……………………（6）
同理：I\(_{2}\)＝e/k…………………………（7）
（6）、（7）两式两边分别乘以N1，N2：
得： N\(_{1}\)I1＝eN\(_{1}\)／Ri………（8）
N\(_{2}\)I2=eN\(_{2}\)／R……………（9）
当N\(_{1}\)I1=N\(_{2}\)I2时，
即平衡的条件应当
是：\(\frac{N}{_{1}}\)N2=R\(_{i}\);R…（10）
事实上国产“上海牌”、“东方红”等收音机中所用的平衡交流声电路，其输出变压器的抽头圈数，即是按（10）式算出，而不是按\(\frac{N}{_{1}}\)N2=\(\sqrt{R}\)\(_{i}\);R算出的，因此原文所举的例子应为：
\(\sqrt{5}\)0000;2000=5。
我们也曾作过比较试验，发现按（10）式抽头的，交流声电压确实地按电桥平衡条件推出的公式抽头的小。实际上，也只有在圈数比比较大的情况下，经济效果才较大。当然圈数比大了，直流激磁几乎没有抵消，但这可以在铁心中留气隙的办法来避免饱和，同时我们本来的目的也不是为了抵消直流激磁。
另外，在圈数比比较大的情况下，L\(_{2}\)的阻抗与反射过来的扬声器阻抗，与R相比也显得很小，可见略去。因此（7）式可以成立（如上例，N1N\(_{2}\)=25，则L2=L\(_{1}\);（25）\(^{2}\)=\(\frac{8}{625}\)亨，对于100周的阻抗，只有8欧左右，扬声器的反射阻抗也只有8欧）。
最后必须说明一下的是，上述电路仅能平衡末级功率放大管屏压的交流成份，而对于屏栅压及以前各级是没有任何作用的，因此若滤波不好，前级交流声电压经过放大后仍能产生交流哼声，因此有时效果往往不如理想，此时必须改善前级的滤波线路，才能解决问题。（蔡体伋）